마이크로컨트롤러 제어 시스템을 갖춘 UMZCH VV. 마이크로 컨트롤러 제어 시스템을 갖춘 UMZCH VV 서비스 장치 전체 세트
Nikolai Sukhov가 1989년에 개발한 고성능 오디오 전력 증폭기(AMP)는 당연히 전설적이라고 할 수 있습니다. 개발 과정에서는 아날로그 회로 분야의 지식과 경험을 바탕으로 전문적인 접근 방식이 사용되었습니다. 결과적으로 이 증폭기의 매개변수는 너무 높아서 오늘날에도 이 디자인은 관련성을 잃지 않았습니다. 이 기사에서는 약간 개선된 증폭기 버전을 설명합니다. 개선 사항은 새로운 요소 베이스의 사용과 마이크로컨트롤러 제어 시스템의 사용으로 귀결됩니다.
전력 증폭기(PA)는 모든 사운드 재생 장치의 필수적인 부분입니다. 그러한 증폭기의 설계에 대한 많은 설명이 이용 가능합니다. 그러나 대부분의 경우 특성이 매우 우수하더라도 서비스 편의시설이 전혀 부족합니다. 그러나 오늘날에는 마이크로 컨트롤러가 널리 보급되었으므로 충분히 진보된 제어 시스템을 만드는 것이 특별히 어렵지 않습니다. 동시에 기능면에서 수제 장치는 최고의 브랜드 샘플보다 열등하지 않을 수 있습니다. 마이크로컨트롤러 제어 시스템을 갖춘 UMZCH BB 버전이 그림 1에 나와 있습니다. 1:
쌀. 1. 앰프의 외관.
UMZCH VV의 원래 회로에는 증폭기가 전체 출력 전력 범위에 걸쳐 사운드 재생 경로에서 지배적인 비선형 소스가 되지 않도록 보장하는 충분한 매개변수가 있습니다. 따라서 특성을 더 개선해도 더 이상 눈에 띄는 이점이 제공되지 않습니다.
적어도 다양한 사운드트랙의 음질은 앰프의 음질보다 훨씬 더 다릅니다. 이 주제에 관해 잡지 "Audio"에서 인용할 수 있습니다. 스피커, 마이크, LP 픽업, 청취실, 스튜디오 공간, 콘서트 홀, 특히 여러 음반사에서 사용하는 스튜디오 및 녹음 장비 구성과 같은 범주에는 청각적으로 명백한 차이가 있습니다. 사운드 스테이지의 미묘한 차이를 듣고 싶다면 프리앰프가 아닌 John Eargle의 Delos 녹음을 Jack Renner의 Telarc 녹음과 비교해 보십시오. 또는 전환의 미묘한 차이를 듣고 싶다면 두 개의 인터커넥트가 아닌 dmp 스튜디오 재즈 녹음과 Chesky 스튜디오 재즈 녹음을 비교하십시오.»
이러한 사실에도 불구하고 하이엔드 애호가들은 마음에도 영향을 미치는 "올바른" 사운드를 계속해서 찾고 있습니다. 실제로 PA는 매우 간단한 선형 경로의 예입니다. 현재의 회로 기술 개발 수준으로 인해 도입된 왜곡이 보이지 않을 정도로 충분히 높은 매개변수를 갖춘 장치를 제공할 수 있습니다. 따라서 실제로는 두 개의 현대적이고 편심되지 않은 디자인의 PA는 모두 동일한 소리를 냅니다. 반대로, 마음에 특별하고 특정한 소리가 있다면 이는 단 한 가지를 의미합니다. 그러한 마음에 의해 도입된 왜곡은 크고 귀로 명확하게 눈에 띕니다.
이것은 고품질의 정신을 디자인하는 것이 매우 쉽다는 것을 의미하지 않습니다. 회로와 디자인 모두 미묘한 부분이 많습니다. 그러나 이러한 모든 미묘함은 진지한 PA 제조업체에게 오랫동안 알려져 왔으며 현대 PA 설계의 심각한 오류는 일반적으로 발견되지 않습니다. 예외적으로 고가의 하이엔드 앰프는 설계가 매우 불량한 경우가 많습니다. PA에 의해 발생된 왜곡이 귀에 좋다고 하더라도(진공관 앰프 팬의 주장처럼) 이는 높은 충실도의 사운드 재생과는 아무런 관련이 없습니다.
광대역 및 우수한 선형성에 대한 기존 요구 사항 외에도 고품질 PA에는 여러 가지 추가 요구 사항이 적용됩니다. 때로는 가정용으로 20-35W의 앰프 전력이면 충분하다는 말을들을 수 있습니다. 평균 전력에 대해 이야기하고 있다면 이 진술은 사실입니다. 그러나 실제 음악 신호는 평균 레벨보다 10~20배 더 높은 피크 전력 레벨을 가질 수 있습니다. 따라서 평균 20W의 전력으로 이러한 신호를 왜곡 없이 재생하려면 약 200W의 PA 전력이 필요합니다. 예를 들어 다음은 다음에 설명된 증폭기에 대한 전문가 평가의 결론입니다. 유일한 비판은 대형 타악기의 사운드 볼륨이 충분하지 않다는 점이었습니다. 이는 앰프의 출력 전력(4Ω 부하에서 최대 120W)이 부족하기 때문입니다.»
음향 시스템(AS)은 복잡한 부하를 나타내며 주파수에 대한 임피던스의 매우 복잡한 의존성을 갖습니다. 일부 주파수에서는 공칭 값보다 3~4배 낮을 수 있습니다. PA는 이러한 낮은 임피던스 부하에서 왜곡 없이 작동할 수 있어야 합니다. 예를 들어, 스피커 시스템의 공칭 임피던스가 4옴이면 PA는 1옴의 부하에서 정상적으로 작동해야 합니다. 이를 위해서는 매우 큰 출력 전류가 필요하므로 PA를 설계할 때 이를 고려해야 합니다. 설명된 증폭기는 이러한 요구 사항을 충족합니다.
최근에는 스피커 왜곡을 최소화하는 관점에서 최적의 앰프 출력 임피던스가 자주 논의되고 있습니다. 그러나 이 주제는 액티브 스피커를 설계할 때만 관련됩니다. 패시브 스피커 크로스오버 필터는 신호 소스의 출력 임피던스가 무시할 정도로 낮다는 가정하에 설계되었습니다. PA의 출력 임피던스가 높으면 해당 스피커의 주파수 응답이 크게 왜곡됩니다. 따라서 PA에 낮은 출력 임피던스를 제공하는 것 외에는 할 수 있는 일이 없습니다.
PA의 새로운 개발은 주로 비용 절감, 설계의 제조 가능성 향상, 출력 전력 증가, 효율성 증가 및 소비자 품질 향상의 길을 가고 있음을 알 수 있습니다. 이 기사에서는 마이크로컨트롤러 제어 시스템을 통해 구현되는 서비스 기능에 중점을 둡니다.
앰프는 MIDI 형식 케이스로 제작되었으며 전체 크기는 348x180x270mm, 무게는 약 20kg입니다. 내장된 마이크로컨트롤러를 사용하면 IR 리모컨(프리앰프와 공유)을 사용하여 앰프를 제어할 수 있습니다. 또한 마이크로컨트롤러는 평균 및 준피크 출력 전력, 라디에이터 온도를 측정 및 표시하고 타이머 종료를 구현하며 비상 상황을 처리합니다. 증폭기 보호 시스템과 전원 켜기 및 끄기 제어는 마이크로 컨트롤러의 참여로 구현됩니다. 앰프에는 별도의 대기 전원 공급 장치가 있어 주 전원이 꺼졌을 때 "STANDBY" 모드에 있을 수 있습니다.
설명된 증폭기는 NSM(National Sound Machines), 모델 PA-9000이라고 합니다. 장치 이름이 설계의 일부이고 반드시 있어야 하기 때문입니다. 어떤 경우에는 구현된 서비스 기능 세트가 중복되는 것으로 판명될 수 있으며, 전원 스위치와 2색 LED만 있는 "미니멀리스트" 버전의 앰프(모델 PA-2020)가 개발되었습니다. 전면 패널에 있으며 내장된 마이크로 컨트롤러는 전원을 켜고 끄는 과정만 제어하고 보호 시스템을 보완하며 "STANDBY" 모드의 원격 제어를 제공합니다.
앰프의 모든 컨트롤과 표시는 전면 패널에 있습니다. 컨트롤의 모양과 목적은 그림 1에 나와 있습니다. 2:
쌀. 2. 앰프의 전면 패널.
| 1 - 외부 소비자를 켜기 위한 LED EXT | 9 - 빼기 버튼 |
| 2 - 듀티 전원 공급 장치 LED | 10 - 피크 전력 표시 버튼 PEAK |
| 3 - 대기 모드로 전환하는 버튼 STANDBY | 11 - 타이머 표시 버튼 |
| 4 - 전원 버튼 | 12 - 온도 표시 버튼℃ |
| 5 - 주 전원 LED MAIN | 13 - 더하기 버튼 |
| 6 - 정상 작동을 위한 LED OPERATE | 14 - 왼쪽 채널 오류 LED FAIL L |
| 7 - 로드 스위치 LED LOAD | 15 - 오른쪽 채널 오류 LED FAIL R |
| 8 - 디스플레이 |
전원 버튼네트워크에서 앰프의 완전한 분리를 보장합니다. 물리적으로 이 버튼은 대기 전원만 네트워크에서 분리하므로 적은 전류에 맞게 설계할 수 있습니다. 주 전원은 대기 전원에서 권선에 전원이 공급되는 릴레이를 사용하여 켜집니다. 따라서 "POWER" 버튼이 비활성화되면 모든 앰프 회로의 전원이 차단됩니다.
POWER 버튼을 켜면 앰프가 완전히 켜집니다. 스위칭 프로세스는 다음과 같이 발생합니다. "DUTY" 대기 전원 공급 장치 LED에서 알 수 있듯이 대기 소스가 즉시 켜집니다. 마이크로컨트롤러를 재설정하는 데 필요한 시간이 지나면 외부 소켓의 전원이 켜지고 "EXT" LED가 켜집니다. 그런 다음 "MAIN" LED가 켜지고 메인 소스를 켜는 첫 번째 단계가 발생합니다. 처음에 주 변압기는 방전된 필터 커패시터로 인한 초기 돌입 전류를 방지하는 제한 저항을 통해 켜집니다. 커패시터는 점진적으로 충전되고 측정된 공급 전압이 설정된 임계값에 도달하면 제한 저항이 회로에서 제거됩니다. 동시에 “OPERATE” LED가 켜집니다. 할당된 시간 내에 공급 전압이 설정된 임계값에 도달하지 않으면 앰프 켜기 프로세스가 중단되고 경보 표시가 켜집니다. 주 소스가 성공적으로 켜지면 마이크로컨트롤러는 보호 시스템의 상태를 확인합니다. 긴급 상황이 발생하지 않는 경우 마이크로컨트롤러를 통해 부하 릴레이가 켜지고 "LOAD" LED가 켜집니다.
대기 버튼대기 모드를 제어합니다. 버튼을 짧게 누르면 앰프가 대기 모드로 전환되거나 반대로 앰프가 켜집니다. 실제로 PA를 대기 모드로 두는 동안 외부 소켓을 켜야 할 수도 있습니다. 예를 들어 스테레오 전화기에서 사운드트랙을 듣거나 사운드 제어 없이 더빙할 때 이 기능이 필요합니다. 외부 소켓은 "STANDBY" 버튼을 길게 눌러(소리 신호가 나올 때까지) 독립적으로 켜고 끌 수 있습니다. PA가 켜지고 소켓이 꺼지는 옵션은 의미가 없으므로 구현되지 않습니다.
전면 패널에는 4자리 디지털 숫자가 포함되어 있습니다. 표시하다및 5개의 디스플레이 제어 버튼. 디스플레이는 다음 모드에서 작동할 수 있습니다(그림 3a).
- 장애가 있는
- 평균 출력 전력 표시 [W]
- 준피크 출력 전력 표시
- 타이머 상태 표시 [M]
- 라디에이터 온도 표시 [°C]
쌀. 3. 표시 옵션.
PEAK 버튼출력 전력 디스플레이를 켜고 평균/준피크 전력 모드 사이를 전환합니다. 출력 전력 표시 모드에서는 디스플레이에 "W"가 점등되며 준피크 전력의 경우 "PEAK"도 점등됩니다. 출력 전력은 0.1W의 분해능으로 와트 단위로 표시됩니다. 측정은 부하 전체에 걸쳐 전류와 전압을 곱하여 이루어지므로 판독값은 허용되는 모든 부하 저항 값에 유효합니다. 신호음이 울리고 디스플레이가 꺼질 때까지 PEAK 버튼을 누르고 있습니다. 디스플레이 끄기와 다양한 디스플레이 모드 간 전환이 원활하게 이루어집니다(한 이미지가 다른 이미지로 "흐르는"). 이 효과는 소프트웨어로 구현됩니다.
타이머 버튼타이머의 현재 상태를 표시하고 문자 "M"이 켜집니다. 타이머를 사용하면 앰프가 대기 모드로 전환되고 외부 소켓이 꺼지는 시간 간격을 설정할 수 있습니다. 이 기능을 사용할 때 컴플렉스의 다른 구성 요소는 "즉시" 전원을 끌 수 있어야 한다는 점에 유의해야 합니다. 튜너와 CD 플레이어의 경우 이는 일반적으로 허용되지만 일부 카세트 데크의 경우 전원이 꺼지면 CVL이 "STOP" 모드로 전환되지 않을 수 있습니다. 재생 또는 녹음 중에는 이 데크의 전원을 끌 수 없습니다. 그러나 브랜드 장치 중에서 이러한 데크는 극히 드뭅니다. 반대로 대부분의 데크에는 "Off", "Record" 및 "Play"의 3가지 위치가 있는 "Timer" 스위치가 있어 전원만 켜면 재생 또는 녹음 모드를 즉시 켤 수 있습니다. 간단히 전원을 제거하여 이러한 모드를 끌 수도 있습니다. 앰프 타이머는 5, 15, 30, 45, 60, 90 및 120분 간격으로 프로그래밍할 수 있습니다(그림 3b). 타이머를 사용하지 않는 경우에는 "OFF"로 설정해야 합니다. 전원을 켜자마자 바로 이 상태입니다.
타이머 간격이 설정되었습니다. "+" 및 "-" 버튼타이머 표시 모드에서. 타이머가 켜져 있으면 디스플레이에 "TIMER" LED가 항상 켜져 있고 타이머 표시를 켜면 실제 현재 상태가 표시됩니다. 종료까지 몇 분 남았나요? 이러한 상황에서는 "+" 버튼을 눌러 간격을 연장할 수 있습니다.
"°C" 버튼라디에이터 온도 표시가 켜지고 "°C" 기호가 켜집니다. 각 라디에이터에는 별도의 온도계가 있지만 최대 온도 값은 디스플레이에 표시됩니다. 동일한 온도계가 팬을 제어하고 앰프 출력 트랜지스터의 온도를 보호하는 데 사용됩니다.
을 위한 사고 표시전면 패널에는 "FAIL LEFT"와 "FAIL RIGHT"라는 두 개의 LED가 있습니다. 보호가 실행되면 PA 채널 중 하나에서 해당 LED가 켜지고 사고 원인의 문자 이름이 디스플레이에 표시됩니다(그림 3c). 이 경우 앰프는 대기 모드로 전환됩니다. 증폭기는 다음 유형의 보호를 구현합니다.
- 출력단 과전류 보호
- DC 출력 보호
- 전원 공급 장치 오류 보호
- 주전원 전압 손실로부터 보호
- 출력 트랜지스터 과열 방지
이는 2V보다 큰 PA 출력 전압의 DC 구성 요소에 반응합니다. 스피커를 보호하고 하드웨어에도 구현됩니다. 디스플레이에 "dcF"로 표시됩니다.
지정된 수준 아래로 모든 암의 공급 전압이 떨어지는 경우 반응합니다. 공급 전압의 대칭성이 심각하게 위반되면 PA 출력에 일정한 구성 요소가 나타날 수 있으며 이는 스피커 시스템에 위험합니다. 디스플레이에 "UF"로 표시됩니다.
연속적으로 여러 주기의 주 전압 손실에 반응합니다. 이 보호의 목적은 공급 전압이 떨어지고 과도 현상이 시작되기 전에 부하를 끄는 것입니다. 하드웨어로 구현된 마이크로 컨트롤러는 상태만 읽습니다. 디스플레이에 "prF"로 표시됩니다.
과열 보호출력 트랜지스터는 소프트웨어로 구현되며 라디에이터에 설치된 온도계의 정보를 사용합니다. 디스플레이에 "tF"로 표시됩니다.
마음에는 능력이 있다 리모콘. 많은 제어 버튼이 필요하지 않기 때문에 프리앰프를 제어할 때와 동일한 리모컨이 사용됩니다. 이 리모콘은 RC-5 표준으로 작동하며 PA 제어용으로 특별히 설계된 3개의 버튼이 있습니다. "STANDBY" 버튼은 전면 패널의 유사한 버튼과 완전히 동일합니다. "DISPLAY" 버튼을 사용하면 링 형태로 디스플레이 모드를 전환할 수 있습니다(그림 3a). 신호음이 울리고 디스플레이가 꺼질 때까지 DISPLAY 버튼을 누르고 있습니다. "MODE" 버튼을 사용하면 타이머의 시간 간격을 변경할 수 있습니다(그림 3b). 이는 "+" 및 "-" 버튼을 대체합니다.
~에 후면 패널증폭기(그림 4)에는 컴플렉스의 다른 구성 요소에 전원을 공급하기 위해 설치된 소켓이 있습니다. 이 소켓에는 독립적인 종료 기능이 있어 리모콘을 사용하여 전체 컴플렉스의 전원을 끌 수 있습니다.
쌀. 4. 앰프의 후면 패널.
앞에서 언급했듯이 설명된 증폭기의 기본은 Nikolai Sukhov의 UMZCH VV 회로입니다. 충실도가 높은 마음을 구축하는 기본 원칙이 설명되어 있습니다. 개략도 앰프 메인 보드그림에 표시됩니다. 5.
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쌀. 5. 메인 앰프 보드의 개략도.
원래 디자인과 비교하여 앰프가 약간 변경되었습니다. 이러한 변경 사항은 근본적인 것이 아니며 주로 새로운 요소 기반으로의 전환을 나타냅니다.
변경됨 대기 전류 온도 안정화 회로. 원래 설계에서는 출력 트랜지스터와 함께 출력단의 바이어스 전압을 설정하는 온도 센서인 트랜지스터가 라디에이터에 설치되었습니다. 이 경우에는 출력 트랜지스터의 온도만 고려되었습니다. 그러나 사전 터미널 트랜지스터에 의해 소비되는 전력이 상당히 크기 때문에 사전 터미널 트랜지스터의 온도도 작동 중에 크게 증가했습니다. 이러한 트랜지스터는 작고 별도의 방열판에 장착되었기 때문에 전력 소모의 변화나 외부 기류로 인해 온도가 상당히 급격하게 변동할 수 있습니다. 이로 인해 대기 전류에서도 동일한 급격한 변동이 발생했습니다. 그리고 열원이 하나의 케이스(출력 트랜지스터의 라디에이터, 변압기 등)에 위치하므로 PA의 다른 요소는 작동 중에 상당히 뜨거워질 수 있습니다. 이는 라디에이터가 전혀 없는 최초의 복합 이미터 팔로워 트랜지스터에도 적용됩니다. 결과적으로 PA가 가열되면 대기 전류가 여러 번 증가할 수 있습니다. 이 문제에 대한 해결책은 Alexey Belov가 제안했습니다.
일반적으로 PA 출력단의 대기 전류를 온도 안정화하기 위해 다음 회로가 사용됩니다(그림 6a).
쌀. 6. 대기 전류의 온도 안정화 계획.
바이어스 전압은 A 지점과 B 지점에 적용됩니다. 이는 트랜지스터 VT1과 저항 R1, R2로 구성된 2단자 네트워크에 할당됩니다. 초기 바이어스 전압은 저항 R2에 의해 설정됩니다. 트랜지스터 VT1은 일반적으로 VT6, VT7과 함께 공통 라디에이터에 장착됩니다. 안정화는 다음과 같이 수행됩니다. 트랜지스터 VT6, VT7이 가열되면 베이스 이미 터 강하가 감소하고 고정 바이어스 전압에서 대기 전류가 증가합니다. 그러나 이러한 트랜지스터와 함께 VT1도 가열되어 2단자 네트워크의 전압 강하가 감소합니다. 대기 전류 감소. 이 방식의 단점은 복합 이미터 팔로워에 포함된 나머지 트랜지스터의 전이 온도가 고려되지 않는다는 것입니다. 이를 고려하려면 모든 트랜지스터의 접합 온도를 알아야 합니다. 가장 쉬운 방법은 동일하게 만드는 것입니다. 이렇게 하려면 복합 이미터 팔로워에 포함된 모든 트랜지스터를 공통 라디에이터에 설치하면 충분합니다. 또한 온도에 의존하지 않는 대기 전류를 얻으려면 복합 이미터 팔로워의 바이어스 전압이 직렬로 연결된 6개의 p-n 접합과 동일한 온도 계수를 가져야 합니다. 대략적으로, pn 접합에 걸친 순방향 전압 강하는 대략 2.3mV/°C와 동일한 계수 K로 선형적으로 감소한다고 가정할 수 있습니다. 복합 이미터 팔로워의 경우 이 계수는 6*K입니다. 이러한 바이어스 전압의 온도 계수를 보장하는 것은 지점 A와 B 사이에 연결된 2단자 네트워크의 작업입니다. 그림 2에 표시된 2단자 네트워크. 6a의 온도 계수는 (1+R2/R1)*K와 같습니다. 저항 R2를 사용하여 대기 전류를 조정할 때 온도 계수도 변경되는데 이는 완전히 정확하지 않습니다. 가장 간단한 실용적인 솔루션은 그림 1에 표시된 회로입니다. 6b. 이 회로에서 온도 계수는 (1+R3/R1)*K와 동일하며 초기 대기 전류는 저항 R2 슬라이더의 위치에 따라 설정됩니다. 다이오드에 의해 션트된 저항 R2의 전압 강하는 거의 일정한 것으로 간주할 수 있습니다. 따라서 초기 대기 전류를 조정해도 온도 계수에는 영향을 미치지 않습니다. 이러한 회로를 사용하면 PA가 가열될 때 대기 전류가 10~20% 이하로 변경됩니다. 복합 이미터 팔로어의 모든 트랜지스터를 일반 방열판에 배치하려면 방열판에 장착하기에 적합한 패키지가 있어야 합니다(TO-92 패키지의 트랜지스터는 적합하지 않음). 따라서 PA에는 다른 유형의 트랜지스터와 동시에 더 현대적인 트랜지스터가 사용됩니다.
증폭기 회로(그림 5)에서 대기 전류의 온도 안정화를 위한 2단자 회로는 커패시터 C12에 의해 분류됩니다. 이 커패시터는 선택 사항이지만 해를 끼치지는 않습니다. 사실 복합 이미터 팔로워의 트랜지스터 베이스 사이에는 선택된 대기 전류에 대해 일정하고 증폭된 신호와 무관한 바이어스 전압을 제공해야 합니다. 즉, 2단자 네트워크와 저항 R26 및 R29(그림 5)의 전압 교번 구성 요소는 0과 같아야 합니다. 따라서 이러한 모든 요소는 커패시터로 바이패스될 수 있습니다. 그러나 2단자 네트워크의 낮은 동적 저항과 이러한 저항의 낮은 저항 값으로 인해 션트 커패시터의 존재는 매우 약한 효과를 갖습니다. 따라서 이러한 커패시턴스는 필요하지 않습니다. 특히 R26 및 R29를 우회하려면 정격이 상당히 커야 하기 때문입니다(각각 약 1μF 및 10μF).
출력 트랜지스터 PA는 전류 전달 계수의 차단 주파수가 더 높은 트랜지스터 KT8101A, KT8102A로 대체됩니다. 고전력 트랜지스터에서는 콜렉터 전류의 증가에 따른 전류 전달 계수의 저하 효과가 상당히 뚜렷합니다. 이 효과는 PA에서는 매우 바람직하지 않습니다. 여기서 트랜지스터는 높은 출력 전류에서 작동해야 하기 때문입니다. 전류 전달 계수의 변조로 인해 증폭기 출력단의 선형성이 크게 저하됩니다. 이 효과의 영향을 줄이기 위해 두 트랜지스터의 병렬 연결이 출력단에 사용됩니다(이는 허용될 수 있는 최소값입니다).
트랜지스터를 병렬로 연결할 때 매개변수 확산의 영향을 줄이고 작동 전류를 균등화하기 위해 별도의 이미터 저항이 사용됩니다. 과전류 보호 시스템의 정상적인 작동을 위해 다이오드 VD9 - VD12(그림 5)의 최대 전압 값을 분리하는 회로가 추가되었으므로 이제 2개가 아닌 4개의 이미터 저항에서 강하를 제거해야 합니다.
기타 트랜지스터복합 이미터 팔로워 - KT850A, KT851A(TO-220 하우징) 및 KT940A, KT9115A(TO-126 하우징)입니다. 대기 전류 안정화 회로는 복합 트랜지스터 KT973A(TO-126 패키지)를 사용합니다.
교체도 완료되었습니다 OU더 현대적인 것. 메인 연산 증폭기 U1은 속도가 증가하고 선형성이 우수한 AD744로 대체되었습니다. UMZCH 출력에서 0 전위를 유지하기 위한 회로에서 작동하는 연산 증폭기 U2는 낮은 제로 오프셋(15μV 이하)을 갖는 OP177로 대체됩니다. 이를 통해 바이어스 조정을 위한 트리밍 저항을 제거할 수 있게 되었습니다. AD744 회로 설계의 특성으로 인해 연산 증폭기 U2는 공급 전압에 가까운 출력 전압을 제공해야 합니다(일정 전압 측면에서 AD744 연산 증폭기의 핀 8은 2개의 pn 접합만 떨어져 있음). 핀 4). 따라서 모든 유형의 정밀 연산 증폭기가 적합한 것은 아닙니다. 최후의 수단으로 연산 증폭기 출력에서 -15V까지 "풀업" 저항을 사용할 수 있습니다. 연결된 스피커 선의 임피던스 보상 회로에서 작동하는 연산 증폭기 U3는 AD711로 대체됩니다. . 이 연산 증폭기의 매개변수는 그다지 중요하지 않으므로 속도가 충분하고 영점 오프셋이 상당히 낮은 저렴한 연산 증폭기가 선택되었습니다.
전력 측정 회로의 전류 및 전압 신호를 제거하는 데 사용되는 저항 분배기 R49 – R51, R52 – R54 및 R47, R48이 회로에 추가됩니다.
구현이 변경됨 흙 사슬. 이제 각 앰프 채널이 단일 보드에 완전히 조립되었으므로 섀시의 단일 지점에 연결해야 하는 여러 접지선이 필요하지 않습니다. 특수 PCB 토폴로지는 별 모양의 접지 회로 라우팅을 보장합니다. 접지 별은 하나의 도체로 전원의 공통 단자에 연결됩니다. 이 토폴로지는 왼쪽 및 오른쪽 채널에 대해 완전히 분리된 전원 공급 장치에만 적합하다는 점에 유의해야 합니다.
원래의 증폭기 회로에서 AC 피드백 루프는 두 가지 모두를 포괄합니다. 릴레이 접점, 부하를 연결합니다. 이 조치는 접촉 비선형성의 영향을 줄이기 위해 수행되었습니다. 그러나 이로 인해 지속적인 부품 보호 작동에 문제가 발생할 수 있습니다. 사실은 앰프를 켜면 부하 릴레이가 켜지기 전에 전원이 공급된다는 것입니다. 이때 PA의 입력에 신호가 존재할 수 있으며, 피드백 루프가 끊어져 증폭기의 전송계수가 매우 높다. 이 모드에서 PA는 신호를 제한하며 바이어스 전압 보상 회로는 일반적으로 PA 출력에서 0 DC 구성 요소를 유지할 수 없습니다. 따라서 부하를 연결하기 전에도 PA 출력에 일정한 구성 요소가 있음을 발견하고 보호 시스템이 작동할 수 있습니다. 전환 접점이 있는 릴레이를 사용하면 이 효과를 제거하는 것이 매우 쉽습니다.
일반적으로 닫힌 접점은 일반적으로 열린 접점과 동일한 방식으로 OOS 루프를 닫아야 합니다. 이 경우 릴레이가 활성화되면 모든 릴레이 접점이 열리는 매우 짧은 시간 동안만 피드백이 중단됩니다. 이 시간 동안 일정한 구성 요소에 대한 상대적 관성 보호 기능이 작동할 시간이 없습니다. 그림에서. 그림 7은 디지털 오실로스코프를 사용하여 기록한 릴레이 스위칭 프로세스를 보여줍니다. 보시다시피, 릴레이 권선에 전압이 적용된 후 4ms 후에 상시 폐쇄 접점이 열립니다. 약 3ms 후에 정상적으로 열린 접점이 닫힙니다(약 0.7ms 동안 지속되는 눈에 띄는 소음과 함께). 따라서 접점은 약 3ms 동안 "비행" 상태에 있으며 이 시간 동안 피드백이 중단됩니다.
쌀. 7. AJS13113 릴레이 스위칭 프로세스.
보호 회로완전히 재설계되었습니다(그림 8). 이제 메인보드에 올려졌습니다. 따라서 각 채널에는 자체 독립 회로가 있습니다. 이는 다소 중복되지만 각 메인 보드는 완전히 자율적이며 완전한 모노 앰프입니다. 일부 보호 기능은 마이크로 컨트롤러에 의해 수행되지만 신뢰성을 높이기 위해 충분한 세트가 하드웨어에 구현됩니다. 원칙적으로 증폭기 보드는 마이크로컨트롤러 없이도 작동할 수 있습니다. PA에는 별도의 대기 전원 공급 장치가 있으므로 보호 회로는 이 전원 공급 장치(+12V 레벨)에서 전원을 공급받습니다. 이렇게 하면 주 전원 중 하나에 오류가 발생한 경우 보호 회로의 동작을 보다 쉽게 예측할 수 있습니다.
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쌀. 8. 증폭기 보호 회로.
과전류 보호트랜지스터 VT13이 열리면 켜지는 트랜지스터 VT3, VT4(그림 5)에 조립된 트리거가 포함되어 있습니다. VT13은 전류 센서로부터 신호를 수신하고 전류가 트리밍 저항 R30을 사용하여 설정된 값에 도달하면 열립니다. 트리거는 전류 발생기 VT5, VT6을 꺼서 복합 이미 터 팔로워의 모든 트랜지스터를 차단합니다. 이 모드에서는 저항 R27을 사용하여 0 출력 전압이 유지됩니다(그림 5). 또한 트리거 상태는 체인 VD13, R63 (그림 8)을 통해 판독되고, 켜지면 논리 요소 U4D의 입력에 낮은 논리 레벨이 설정됩니다. 트랜지스터 VT24는 마이크로컨트롤러에 의해 폴링되는 IOF(I Out Fail) 신호에 대한 오픈 컬렉터 출력을 제공합니다.
DC 보호트랜지스터 VT19 – VT22 및 논리 요소 U4B, U4A에 구현됩니다. 분배기 R57, R59를 통한 증폭기 출력의 신호는 약 0.1Hz의 차단 주파수로 저역 통과 필터 R58C23에 공급되어 신호의 일정한 구성 요소를 선택합니다. 양극성의 일정한 구성 요소가 나타나면 OE 회로에 따라 연결된 트랜지스터 VT19가 열립니다. 그는 차례로 트랜지스터 VT22를 열고 논리 요소 U4B의 입력에 높은 논리 레벨이 나타납니다. 음의 극성의 일정한 구성 요소가 나타나면 OB와 연결된 트랜지스터 VT21이 열립니다. 이러한 비대칭성은 보호 회로의 단극 전원 공급 장치와 관련된 필수 조치입니다. 전류 전달 계수를 높이기 위해 트랜지스터 VT21, VT20 (OB-OK)의 캐스 코드 연결이 사용되었습니다. 다음으로 첫 번째 경우와 마찬가지로 트랜지스터 VT22가 열립니다. 트랜지스터 VT23은 DCF(DC Fail) 신호에 대한 오픈 콜렉터 출력을 제공하는 논리 요소 U4A의 출력에 연결됩니다.
정전 보호매우 작은 시간 상수를 갖는 앤티 앨리어싱 필터가 있는 보조 정류기(그림 13) VD1, VD2(VD3, VD4)를 포함합니다. 여러 주기의 주 전압이 연속적으로 실패하면 정류기의 출력 전압이 떨어지고 U4C 논리 요소의 입력에 낮은 논리 레벨이 설정됩니다(그림 8).
위에서 설명한 세 가지 보호 회로의 논리 신호는 "OR" 요소 U5C에 공급되며, 이 출력은 회로 중 하나가 트리거되면 낮은 논리 레벨에서 생성됩니다. 이 경우 커패시터 C24는 다이오드 VD17을 통해 방전되고 논리 요소 U5B의 입력(출력 U5A에서도)에 낮은 논리 레벨이 나타납니다. 이로 인해 트랜지스터 VT27이 닫히고 릴레이 K1이 꺼집니다. R69C24 체인은 어떤 이유로 마이크로컨트롤러가 초기 지연을 생성하지 않는 경우 전원을 켤 때 특정 최소 지연을 제공합니다. 트랜지스터 VT25는 OKL(OK 왼쪽) 또는 OKR(OK 오른쪽) 신호에 대한 오픈 컬렉터 출력을 제공합니다. 마이크로 컨트롤러는 릴레이가 켜지는 것을 금지할 수 있습니다. 이를 위해 VT26 트랜지스터가 설치됩니다. 이 기능은 과열에 대한 소프트웨어 보호, 릴레이 켜기 위한 소프트웨어 지연을 구현하고 왼쪽 및 오른쪽 채널 보호 시스템의 작동을 동기화하는 데 필요합니다.
마이크로컨트롤러와 하드웨어 보호 회로의 상호 작용다음: 증폭기가 켜지면 공급 전압이 공칭 값에 도달한 후 마이크로컨트롤러가 OKL 및 OKR 하드웨어 보호 준비 신호를 폴링합니다. 이때 ENB(Enable) 신호를 하이 로직 레벨 상태로 유지함으로써 마이크로컨트롤러가 릴레이를 켜는 것을 금지합니다. 마이크로컨트롤러는 준비 신호를 수신하자마자 시간 지연을 생성하고 릴레이를 켤 수 있습니다. 증폭기 작동 중에 마이크로 컨트롤러는 준비 신호를 지속적으로 모니터링합니다. 채널 중 하나에서 이러한 신호가 사라지면 마이크로 컨트롤러는 ENB 신호를 제거하여 두 채널 모두에서 릴레이를 끕니다. 그런 다음 보안 상태 신호를 조사하여 보안 채널과 유형을 식별합니다.
과열 보호완전히 소프트웨어로 구현되었습니다. 라디에이터가 과열되면 마이크로컨트롤러가 ENB 신호를 제거하여 부하 릴레이가 꺼집니다. 온도를 측정하기 위해 Dallas의 DS1820 온도계를 각 라디에이터에 부착했습니다. 라디에이터 온도가 59.8°C에 도달하면 보호 기능이 작동됩니다. 조금 더 일찍, 온도가 55.0°C에서는 과열에 대한 예비 메시지가 디스플레이에 표시됩니다. 즉, 라디에이터 온도가 자동으로 표시됩니다. 라디에이터가 35.0°C로 냉각되면 앰프가 자동으로 다시 시작됩니다. 더 높은 온도에서 라디에이터를 켜는 것은 수동으로만 가능합니다.
앰프 하우징 내부 요소의 냉각 조건을 개선하기 위해 소형 팬, 이는 후면 패널에 있습니다. 정격 공급 전압이 12V인 브러시리스 DC 모터가 장착된 팬이 사용되며 컴퓨터 프로세서를 냉각하도록 설계되었습니다. 팬이 작동하면 약간의 소음이 발생하므로 정지 중에 눈에 띄게 나타날 수 있으므로 다소 복잡한 제어 알고리즘이 사용됩니다. 라디에이터 온도가 45.0°C이면 팬이 작동하기 시작하고 라디에이터가 35.0°C로 냉각되면 팬이 꺼집니다. 출력 전력이 2W 미만인 경우 소음이 눈에 띄지 않도록 팬 작동이 금지됩니다. 출력 전력이 임계값 주위에서 변동할 때 주기적으로 팬이 켜지고 꺼지는 것을 방지하기 위해 최소 팬 꺼짐 시간은 소프트웨어에서 10초로 제한됩니다. 라디에이터 온도가 55.0°C 이상인 경우 이 온도가 비상 온도에 가깝기 때문에 팬이 꺼지지 않고 작동합니다. 앰프가 작동하는 동안 팬이 켜지면 "STANDBY" 모드로 들어갈 때 라디에이터 온도가 35.0°C 이상인 경우 출력 전력이 0인 경우에도 팬이 계속 작동합니다. 이를 통해 앰프가 빠르게 냉각될 수 있습니다.
전원 공급 장치 오류 보호또한 완전히 소프트웨어로 구현되었습니다. ADC를 사용하는 마이크로컨트롤러는 증폭기의 두 채널 모두의 공급 전압을 모니터링합니다. 이 전압은 저항 R55, R56을 통해 메인 보드에서 프로세서로 공급됩니다(그림 8).
주 전원은 단계적으로 켜집니다. 이는 정류기의 부하가 필터 커패시터에서 완전히 방전되고 갑자기 켜지면 강한 전류 서지가 발생하기 때문에 필요합니다. 이 서지는 정류기 다이오드에 위험하며 퓨즈가 끊어질 수 있습니다. 따라서 증폭기가 켜지면 릴레이 K2가 먼저 닫히고 (그림 12) 변압기는 제한 저항 R1 및 R2를 통해 네트워크에 연결됩니다. 이때 측정된 공급 전압의 임계값은 소프트웨어에 의해 ±38V로 설정됩니다. 설정된 시간 내에 이 전압 임계값에 도달하지 않으면 스위칭 프로세스가 중단됩니다. 이는 증폭기 회로에서 소비되는 전류가 크게 증가한 경우(증폭기가 손상된 경우) 발생할 수 있습니다. 이 경우 "UF" 전원 공급 장치 오류 표시가 켜집니다.
±38V 임계값에 도달하면 릴레이 K3이 활성화되어(그림 12) 주 변압기의 1차 회로에서 저항기를 제외합니다. 그런 다음 임계값은 ±20V로 감소하고 마이크로컨트롤러는 계속해서 공급 전압을 모니터링합니다. 증폭기 작동 중에 공급 전압이 ±20V 아래로 떨어지면 보호 기능이 작동되고 증폭기가 꺼집니다. 부하 상태에서 공급 전압이 떨어질 때 보호 기능이 잘못 트리거되지 않도록 정상 작동 시 임계값을 줄이는 것이 필요합니다.
개략도 프로세서 보드그림에 표시됩니다. 9. 프로세서의 기본은 12MHz의 클록 주파수에서 작동하는 Atmel의 마이크로 컨트롤러 U1 유형 AT89C51입니다. 시스템 신뢰성을 높이기 위해 감시 타이머와 전력 모니터가 내장된 U2 감시자가 사용됩니다. 워치독 타이머를 재설정하려면 소프트웨어에 의해 주기적 신호가 생성되는 별도의 WD 라인이 사용됩니다. 프로그램은 타이머 인터럽트 핸들러와 메인 프로그램 루프가 실행되는 경우에만 이 신호가 표시되도록 구성됩니다. 그렇지 않으면 감시 타이머가 마이크로컨트롤러를 재설정합니다.
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쌀. 9. 프로세서 보드의 개략도.
디스플레이는 8비트 버스(소켓 XP4 - XP6)를 사용하여 프로세서에 연결됩니다. 디스플레이 보드의 레지스터를 게이트하기 위해 주소 디코더 U4에 의해 생성된 신호 C0..C4가 사용됩니다. 레지스터 U3은 하위 주소 바이트 래치이며 비트 A0, A1, A2만 사용됩니다. 주소의 상위 바이트는 전혀 사용되지 않으므로 P2 포트를 다른 목적으로 확보합니다.
제어 버튼을 누르면 프로그래밍 방식으로 사운드 신호가 생성됩니다. 이를 위해 트랜지스터 스위치 VT1이 연결된 BPR 라인이 동적 이미 터 HA1에로드되어 사용됩니다.
메인 왼쪽 및 오른쪽 채널 보드는 각각 커넥터 XP1 및 XP2를 사용하여 프로세서 보드에 연결됩니다. 이러한 커넥터를 통해 프로세서는 IOF 과전류 보호 시스템의 상태 신호와 DCF 증폭기 출력의 DC 보호를 수신합니다. 이 신호는 왼쪽과 오른쪽 채널에 공통이며 오픈 콜렉터 보호 회로의 출력 덕분에 결합이 가능합니다. OKL 및 OKR 보호 시스템 준비 신호는 채널별로 분리되어 있어 프로세서는 보호 회로가 트리거된 채널을 식별할 수 있습니다. 프로세서에서 보호 시스템으로 전달되는 ENB 신호를 통해 부하 릴레이가 켜집니다. 이 신호는 두 채널에 공통되어 두 릴레이의 작동을 자동으로 동기화합니다.
TRR 및 TRL 라인은 각각 오른쪽 및 왼쪽 채널 라디에이터에 설치된 온도계를 읽는 데 사용됩니다. 적절한 디스플레이 모드가 켜져 있으면 온도계로 측정된 온도가 디스플레이에 표시될 수 있습니다. 두 채널의 최대 온도 값이 왼쪽 및 오른쪽 채널에 표시됩니다. 측정된 값은 과열 보호의 소프트웨어 구현에도 사용됩니다.
또한 커넥터 XP1 및 XP2에는 출력 전력 측정 회로에서 사용되는 WUR, WIR, WUL 및 WIL 신호가 포함되어 있습니다.
프로세서 보드는 XP3 커넥터를 통해 대기 소스로부터 전원을 공급받습니다. 전원 공급에는 ±15V, +12V, +5V의 4가지 레벨이 사용됩니다. 대기 모드로 들어가면 ±15V 레벨이 꺼지고 나머지 레벨은 항상 존재합니다. 대기 모드에서 +5V 및 +12V 레벨의 소비는 주 소비자의 소프트웨어 종료로 인해 최소화됩니다. 또한 이 커넥터를 통해 여러 제어 논리 신호가 대기 전원 공급 장치로 전송됩니다. PEN - 대기 전원 공급 장치 제어, REX - 외부 소켓 릴레이 켜기, RP1 및 RP2 - 주 전원 공급 장치 릴레이 켜기, FAN - 팬을 켭니다. 메인 보드에 있는 보호 회로는 프로세서 보드에서 +12V로 전원을 공급받고, 디스플레이 보드는 +5V로 전원을 공급받습니다.
출력 전력을 측정하고 공급 전압을 모니터링하기 위해 Analog Devices의 12비트 ADC U6 유형 AD7896이 사용됩니다. 하나의 ADC 채널로는 충분하지 않으므로 U5 스위치를 입력에 사용합니다(예를 들어 AD7888 유형과 같은 8채널 ADC를 사용하는 것이 더 좋습니다). 데이터는 ADC에서 직렬 형식으로 읽혀집니다. SDATA(직렬 데이터) 및 SCLK(클록) 라인은 이러한 목적으로 사용됩니다. 변환 프로세스는 START 신호에 의해 프로그래밍 방식으로 시작됩니다. REF195(U7)는 레퍼런스 소스로 사용되는 동시에 ADC 공급을 위한 전압 조정기로 사용되었습니다. ±15V 공급 전압은 대기 모드에서 꺼지기 때문에 모든 논리 신호는 저항 R9 - R11을 통해 ADC에 연결되어 대기 모드로 전환했다가 다시 돌아올 때 발생할 수 있는 전류 서지를 제한합니다.
스위치의 8개 입력 중 6개가 사용됩니다. 2개는 전력 측정용이고 4개는 공급 전압 모니터링용입니다. 원하는 채널은 주소 라인 AX0, AX1, AX2를 사용하여 선택됩니다.
고려해 봅시다 전력 측정 회로왼쪽 채널. 적용된 회로는 부하 전류와 전압의 곱셈을 제공하므로 부하 임피던스가 자동으로 고려되고 판독값은 항상 부하의 실제 유효 전력과 일치합니다. 메인 보드(그림 5)에 있는 저항 분배기 R49 - R54를 통해 전류 센서(출력 트랜지스터의 이미터 저항)의 전압이 전류 신호를 생성하는 차동 증폭기 U8A(그림 9)에 공급됩니다. 출력 U8A에서 튜닝 저항 R17을 통해 신호는 아날로그 곱셈기 U9 유형 K525PS2의 Y 입력에 공급됩니다. 전압 신호는 간단히 분배기에서 제거되어 아날로그 곱셈기의 X 입력으로 공급됩니다. 곱셈기의 출력에는 약 10ms의 통합 시간으로 준피크 출력 전력에 비례하는 신호를 생성하는 저역 통과 필터 R18C13이 설치됩니다. 이 신호는 스위치 입력 중 하나로 이동한 다음 ADC로 이동합니다. 다이오드 VD1은 스위치 입력을 음전압으로부터 보호합니다.
승산기의 초기 제로 오프셋을 보상하기 위해 증폭기가 켜질 때(부하 릴레이가 아직 켜지지 않고 출력 전력이 0일 때) 제로 자동 교정 프로세스가 발생합니다. 측정된 오프셋 전압은 추가 작업 중에 ADC 판독값에서 차감됩니다.
왼쪽 채널과 오른쪽 채널의 전력을 별도로 측정하고, 채널별 최대값을 표시합니다. 표시기는 준첨두 출력과 평균 출력 전력을 모두 표시해야 하고 표시되는 값은 이해하기 쉬워야 하므로 ADC를 사용하여 측정한 값은 소프트웨어 처리를 따릅니다. 전력 레벨 미터의 타이밍 특성은 통합 시간과 플라이백 시간으로 구분됩니다. 준첨두 전력계의 경우 통합 시간은 하드웨어 필터링 체인에 의해 설정되며 약 10ms입니다. 평균 전력계는 소프트웨어로 구현되는 증가된 통합 시간에서만 다릅니다. 평균 전력을 계산할 때는 256포인트의 이동 평균을 사용합니다. 두 경우 모두 반환 시간은 소프트웨어에 의해 설정됩니다. 읽기 쉽도록 이 시간은 상대적으로 길어야 합니다. 이 경우 20ms마다 한 번씩 현재 전원 코드의 1/16을 빼서 표시기의 역동작을 구현합니다. 또한 표시 시에는 피크값을 1.4초 동안 유지합니다. 표시기 판독값을 너무 자주 업데이트하면 잘 인식되지 않으므로 업데이트는 320ms마다 발생합니다. 다음 피크를 놓치지 않고 입력 신호와 동시에 표시하기 위해 피크가 감지되면 판독값이 특별하게 업데이트됩니다.
위에서 언급했듯이 PA는 공통 프리앰프를 사용합니다. 리모콘, RC-5 표준에서 작동합니다. SFH-506형 원격제어 시스템의 수신기는 표시판에 위치한다. 광검출기의 출력에서 신호는 마이크로컨트롤러의 SER(INT1) 입력으로 전송됩니다. RC-5 코드 디코딩은 소프트웨어에서 수행됩니다. 사용된 시스템 번호는 0AH, “STANDBY” 버튼의 코드는 0CH, “DISPLAY” 버튼은 21H, “MODE” 버튼은 20H입니다. 필요한 경우 마이크로 컨트롤러 프로그램의 소스 텍스트 끝에서 찾을 수 있는 변환 테이블이 사용되므로 이러한 코드를 쉽게 변경할 수 있습니다.
~에 전광판(그림 10) LTD6610E 유형의 두 자리 7세그먼트 표시기 HG1 및 HG2가 설치되어 있습니다. 이는 병렬 레지스터 U1 – U4에 의해 제어됩니다. 동적 디스플레이는 노이즈 수준을 증가시킬 수 있으므로 사용되지 않습니다.
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쌀. 10. 표시판의 개략도.
레지스터 U5는 LED를 제어하는 데 사용됩니다. 제한 저항은 각 세그먼트 및 각 LED에 직렬로 연결됩니다. 모든 레지스터의 OC 입력은 결합되어 마이크로 컨트롤러의 PEN 신호에 연결됩니다. 리셋 및 레지스터 초기화 중에 이 신호는 로직 하이입니다. 이는 과도 프로세스 중에 실수로 표시가 켜지는 것을 방지합니다.
디스플레이 보드에는 제어 버튼 SB1 – SB6도 포함되어 있습니다. 이는 데이터 버스 라인과 RET 리턴 라인에 연결됩니다. 다이오드 VD1 – VD6은 두 개 이상의 버튼을 동시에 누를 때 데이터 라인의 단락을 방지합니다. 키보드를 스캔할 때 마이크로 컨트롤러는 포트 P0을 간단한 출력 포트로 사용하여 해당 라인에 실행 중인 0을 생성합니다. 동시에 RET 라인이 폴링됩니다. 이 방법으로 누른 버튼의 코드가 결정됩니다.
통합 원격 제어 광검출기 U6은 일반 보호 유리 아래 표시기 옆에 설치됩니다. 커넥터 XP6을 통한 광검출기 출력의 신호는 마이크로컨트롤러 SER(INT1)의 입력으로 공급됩니다.
관세원(그림 11)은 +5V, +12V 및 ±15V의 4가지 출력 레벨을 제공합니다. 대기 모드에서는 ±15V 레벨이 비활성화됩니다. 소스는 50x20x25mm 코어에 감긴 작은 토로이달 변압기를 사용합니다. 대기 변압기는 전력 보유량이 크고 볼트 당 회전 수가 계산 된 것보다 큽니다. 이러한 조치 덕분에 변압기는 실제로 가열되지 않으므로 신뢰성이 향상됩니다(결국 앰프의 전체 서비스 수명 동안 지속적으로 작동해야 함). 권선 데이터와 와이어 직경이 다이어그램에 표시됩니다. 전압 안정기에는 특별한 기능이 없습니다. 스태빌라이저 칩 U1 및 U2는 소형 공통 라디에이터에 설치됩니다. ±15V 레벨을 끄기 위해 프로세서 보드에서 나오는 PEN 신호에 의해 제어되는 트랜지스터 VT1 - VT4에 스위치가 사용됩니다.
쌀. 11. 대기 전원 공급 장치 보드의 개략도.
전압 안정기 외에도 대기 전원 공급 장치 보드에는 릴레이와 팬을 제어하기 위한 트랜지스터 VT5 - VT12의 스위치가 포함되어 있습니다. MCS-51 제품군의 마이크로 컨트롤러에는 "리셋" 신호 동안 높은 논리 레벨 상태의 포트가 있으므로 모든 액추에이터는 낮은 레벨에서 켜져야 합니다. 그렇지 않으면 전원이 켜지거나 감시 타이머가 트리거될 때 잘못된 경보가 발생합니다. 이러한 이유로 OE 또는 ULN2003 드라이버 칩 등이 포함된 단일 npn 트랜지스터는 키로 사용할 수 없습니다.
릴레이, 퓨즈 및 제한 저항은 다음 위치에 있습니다. 릴레이 보드(그림 12). 모든 네트워크 와이어는 나사 터미널 블록을 통해 연결됩니다. 각 주 변압기, 예비 변압기 및 외부 소켓 블록에는 별도의 퓨즈가 있습니다. 안전상의 이유로 외부 소켓은 두 전선을 모두 차단하는 두 그룹의 릴레이 접점 K1에 의해 꺼집니다. 주 변압기는 1차 권선의 중간에서 태핑됩니다. 이 탭은 컴플렉스의 다른 구성 요소에 전원을 공급하기 위해 110V를 제공하는 데 사용할 수 있습니다. 미국 표준을 충족하는 장치는 다중 시스템 장치보다 다소 저렴하기 때문에 때때로 우리 지역에서 발견됩니다. 릴레이 보드에는 110V를 끌어올 수 있는 지점이 있지만 기본 버전에서는 이 전압을 사용하지 않습니다.
쌀. 12. 릴레이 보드의 개략도.
블록 연결 다이어그램 앰프 섀시그림에 표시됩니다. 13. 다이오드 VD5 - VD12 유형 KD2997A에 조립된 브리지 정류기는 주 변압기 T1 및 T2의 2차 권선에 연결됩니다. 총 용량이 100,000μF 이상인 필터 커패시터가 정류기의 출력에 연결됩니다. 낮은 리플을 달성하고 증폭기의 펄스 신호 재생 능력을 향상하려면 이러한 높은 정전 용량이 필요합니다. 필터 커패시터에서 ±45V의 공급 전압이 증폭기의 메인 보드에 공급됩니다. 또한 다이오드 VD1 - VD4에 저전력 정류기가 조립되어 있으며 출력 전압은 커패시터 C1 및 C2에 의해 상대적으로 작은 시상수로 필터링됩니다. 저항 R1 및 R2를 통해 이러한 보조 정류기의 출력 전압은 증폭기의 메인 보드에 조립된 보호 회로에 공급됩니다. 주전원 전압의 반주기가 여러 번 실패하면 보조 정류기의 출력 전압이 떨어지며 이는 보호 회로에 의해 감지되고 부하 릴레이가 꺼집니다. 이때 메인 정류기의 출력 전압은 대형 커패시터로 인해 여전히 상당히 높으므로 증폭기의 과도 현상 프로세스는 연결된 부하에서 시작되지 않습니다.
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쌀. 13. 증폭기 블록의 연결 다이어그램.
전력 증폭기 설계 및 공들여 나열한 것회로 설계만큼 중요하지 않습니다. 주요 문제는 출력 트랜지스터가 효율적인 열 방출을 제공해야 한다는 것입니다. 자연 냉각 방식을 사용하면 거의 주요 구조 요소가 되는 거대한 라디에이터가 생성됩니다. 후면 벽이 라디에이터 역할도 하는 일반적인 배열은 적합하지 않습니다. 그 이유는 후면에 필요한 터미널과 커넥터를 설치할 공간이 남아 있지 않기 때문입니다. 따라서 설명된 PA에서는 라디에이터의 측면 배열이 있는 레이아웃이 선택되었습니다(그림 14).
쌀. 14. 앰프의 일반적인 레이아웃.
라디에이터가 약간 올라가 있어(그림 4에서 명확하게 볼 수 있음) 더 나은 냉각이 보장됩니다. 메인 앰프 보드는 라디에이터와 평행하게 고정되어 있습니다. 이는 보드와 출력 트랜지스터 사이의 와이어 길이를 최소화합니다. 증폭기의 또 다른 차원 요소는 네트워크 변압기입니다. 이 경우 공통 원통형 스크린에 서로 위에 설치되는 두 개의 토로이달 변압기가 사용됩니다. 이 화면은 앰프 케이스 내부 부피의 상당 부분을 차지합니다. 주 정류기는 변압기 실드 뒤에 수직으로 위치한 공통 라디에이터에 장착됩니다. 필터 커패시터는 앰프 섀시 하단에 있으며 트레이로 덮여 있습니다. 릴레이 보드도 여기에 있습니다. 대기 전원 공급 장치는 후면 패널 근처의 특수 브래킷에 장착됩니다. 프로세서와 디스플레이 보드는 상자 모양의 단면을 가진 전면 패널의 두께에 배치됩니다.
앰프 디자인을 개발할 때 디자인의 제조 가능성과 모든 구성 요소에 대한 접근 용이성에 많은 주의를 기울였습니다. 증폭기 레이아웃에 대한 자세한 내용은 그림 1에서 확인할 수 있습니다. 15 및 18:
쌀. 15. 조립된 증폭기 구성 요소의 위치.
앰프 하우징의 기본은 다음과 같습니다. 알루미늄 합금 섀시 D16T 4mm 두께(그림 18의 4). 섀시에 부착됨 라디에이터(그림 18의 1)은 알루미늄 판이나 주조물에서 밀링됩니다. 필요한 라디에이터 면적은 앰프의 작동 조건에 따라 크게 다르지만 2000cm 2 이상이어야 합니다. 증폭기 보드에 쉽게 접근할 수 있도록 라디에이터는 힌지(그림 18의 10)를 사용하여 섀시에 고정되어 있어 라디에이터를 기울일 수 있습니다. 입력 및 출력 커넥터의 와이어가 이를 방해하지 않도록 후면 패널을 세 부분으로 나눕니다(그림 4). 중앙 부분은 브래킷을 사용하여 섀시에 고정되고, 두 측면 부분은 라디에이터에 고정됩니다. 커넥터는 패널 측면에 설치되어 라디에이터와 함께 접힙니다. 따라서 라디에이터 어셈블리는 전원 선과 평면 제어 케이블로만 연결되는 모노 PA입니다. 그림에서. 도 18에서는 명확성을 위해 라디에이터를 부분적으로만 뒤로 접었고 후면 패널은 분해하지 않았습니다.
메인 앰프 보드또한 힌지(그림 18의 12)를 사용하여 라디에이터에 부착되어 있으며, 이를 통해 뒤로 접어 납땜 면에 접근할 수 있습니다. 보드의 회전축은 출력 트랜지스터의 와이어를 연결하기 위한 구멍 라인을 따라 이어집니다. 이를 통해 실제로 와이어의 길이를 늘리지 않으면서도 동시에 보드를 접을 수 있게 되었습니다. 보드의 상단 장착 지점은 일반 15mm 높이의 나사형 포스트입니다. 좌우 채널 한쪽 메인보드 배선이 완료되었습니다 미러링된(그림 16), 이를 통해 연결 최적화가 가능해졌습니다. 당연히, 단순히 미러 방식으로 배열할 수 없는 요소(마이크로 회로 및 릴레이)가 사용되기 때문에 토폴로지의 미러링이 완전하지 않습니다. 이 그림은 보드 토폴로지에 대한 대략적인 아이디어를 제공합니다. 모든 보드의 토폴로지는 PCAD 4.5 형식의 파일 형식으로 아카이브(다운로드 섹션 참조)에서 사용할 수 있습니다.
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쌀. 16. 앰프 메인보드의 레이아웃.
각 라디에이터(1)(그림 17)는 흑화 후 처리된 매끄러운 표면(2)을 가지고 있습니다. 9개의 트랜지스터(4)가 세라믹 개스킷(2)을 통해 설치됩니다.
쌀. 17. 라디에이터 디자인:
연구에 따르면 운모와 훨씬 더 현대적인 탄성 개스킷은 열전도율이 충분하지 않은 것으로 나타났습니다. 절연 개스킷에 가장 적합한 재료는 BeO 기반 세라믹입니다. 그러나 플라스틱 케이스에 들어 있는 트랜지스터의 경우 이러한 개스킷은 거의 발견되지 않습니다. 하이브리드 칩 기판으로 스페이서를 만들어 꽤 좋은 결과를 얻었습니다. 이것은 분홍색 세라믹입니다(불행히도 재료는 정확히 알려져 있지 않으며 Al 2 O 3 기반일 가능성이 높습니다). 다양한 개스킷의 열전도도를 비교하기 위해 TO-220 하우징에 있는 두 개의 동일한 트랜지스터가 라디에이터에 장착되는 스탠드를 조립했습니다. 하나는 직접, 다른 하나는 연구 중인 개스킷을 통해 장착되었습니다. 두 트랜지스터의 기본 전류는 동일했습니다. 개스킷의 트랜지스터는 약 20W의 전력을 소비했지만 다른 트랜지스터는 전력을 소비하지 않았습니다(컬렉터에 전압이 공급되지 않음). 두 트랜지스터의 B-E 강하 차이를 측정하고, 이 차이로부터 접합 온도의 차이를 계산했습니다. 모든 개스킷에는 열 페이스트가 사용되지 않았으며 결과가 더 나쁘고 일관성이 없었습니다. 비교 결과는 표에 나와 있습니다.
출력 트랜지스터는 패드 5로 눌러지고 나머지 트랜지스터는 나사로 고정됩니다. 이것은 다이아몬드 드릴을 통해서만 수행할 수 있고 심지어 큰 어려움을 겪는 세라믹 개스킷 드릴링이 필요하기 때문에 매우 편리하지 않습니다.
경험에서 알 수 있듯이 온도계 9는 DS1820 온도계를 부착할 때 본체에 큰 압력을 가할 수 없습니다. 그렇지 않으면 판독값이 상당히 왜곡될 수 있습니다(일반적으로 온도계를 접착제로 붙이는 것이 더 좋습니다). 열전도율이 높습니다.)
트랜지스터 아래 라디에이터에 보드 6이 부착되어 있습니다. 이 보드 뒷면에는 도체가 없으므로 라디에이터 표면에 직접 장착할 수 있습니다. 모든 트랜지스터의 리드는 보드 상단의 패드에 납땜되어 있습니다. 보드와 메인 보드 사이의 연결은 속이 빈 리벳 7에 납땜되는 짧은 와이어로 이루어집니다. 리벳이 라디에이터에 단락되는 것을 방지하기 위해 리세스 8이 만들어집니다.
기본 토로이달 변압기(그림 18의 7)은 탄성 개스킷을 통해 서로 설치됩니다. 변압기에서 다른 장비(예: 카세트 데크)로의 간섭을 줄이려면 최소 1.5mm 두께의 어닐링 강철로 만든 스크린에 변압기를 배치하는 것이 좋습니다. 스크린은 강철 실린더와 핀으로 함께 고정된 두 개의 덮개로 구성됩니다. 회전 단락을 방지하기 위해 상단 덮개에는 유전체 슬리브가 있습니다. 그러나 PA를 높은 평균 전력으로 작동하려면 화면에 통풍구를 제공하거나 화면을 완전히 버려야 합니다. 변압기의 표유 자기장을 상호 보상하려면 단순히 1차 권선을 위상이 다르게 켜는 것만으로도 충분해 보입니다. 그러나 실제로 이 조치는 매우 효과적이지 않습니다. 토로이달 변압기의 표유 자기장은 명백한 축 대칭에도 불구하고 매우 복잡한 공간 분포를 가지고 있습니다. 따라서 1차 권선 중 하나의 극성을 바꾸면 공간의 한 지점에서 표유 자기장이 약화되지만 다른 지점에서는 증가합니다. 또한 표유 자기장의 구성은 변압기 부하에 따라 크게 달라집니다.
쌀. 18. 증폭기의 주요 구성 요소:
| 1 - 라디에이터 | 12 - 보드 고정 루프 |
| 2 - 메인 앰프 보드 | 13 - 보드 장착 스탠드 |
| 3 - 트랜지스터 설치용 라디에이터 플랫폼 | 14 - 제어 케이블 커넥터(프로세서 보드에서) |
| 4 - 내하중 플레이트 | 15 - 추가 출력에서 연결됩니다. 정류기 |
| 5 - 전면 패널 지지판 | 16 - 화면의 의무 변압기 |
| 6 - 박스 섹션 전면 패널 | 17 - 대기 전원 공급 장치 보드 |
| 7 - 화면의 주요 변압기 | 18 - 전압 안정기용 라디에이터 |
| 8 - 정류기 다이오드 라디에이터 | 19 - 릴레이 블록 제어선 |
| 9 - 보드에 전원 공급 | 20 - 후면 패널 |
| 10 - 경첩에 라디에이터 장착 | 21 - 출력 단자 |
| 11 - 라디에이터 장착 브래킷 | 22 - 입력 커넥터 |
PA 전력 변압기에는 매우 엄격한 요구 사항이 적용됩니다. 이는 매우 큰 필터 커패시터가 있는 정류기에 로드되기 때문입니다. 이는 변압기의 2차 권선에서 소비되는 전류가 본질적으로 펄스화되고 펄스의 전류 값이 소비되는 평균 전류보다 몇 배 더 크다는 사실로 이어집니다. 변압기 손실을 낮게 유지하려면 권선의 저항이 매우 낮아야 합니다. 즉, 변압기는 평균적으로 끌어오는 전력보다 훨씬 더 많은 전력을 처리하도록 설계되어야 합니다. 설명된 증폭기는 두 개의 토로이달 변압기를 사용하며, 각 변압기는 E-380 강철 테이프로 만든 110x60x40mm 코어에 감겨 있습니다. 1차 권선에는 2x440이 포함되어 있습니다.
마이크로컨트롤러 제어 시스템을 갖춘 UMZCH VV
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Victor Zhukovsky, 크라스노아르메이스크, 도네츠크 지역.
UMZCH BB-2010은 잘 알려진 UMZCH BB(고충실도) 증폭기 라인의 새로운 개발 제품입니다[1; 2; 5]. 사용된 많은 기술 솔루션은 SI Ageev의 작업에 영향을 받았습니다. .
증폭기는 Pout = 150W에서 8Ω 부하, 소신호 대역폭 -3dB - 0Hz ... 800kHz, 출력 전압 슬루율 -100V에서 20kHz 주파수에서 0.001% 정도의 Kr을 제공합니다. /μs, 신호 대 잡음비 및 신호/배경 -120dB.
경량 모드에서 작동하는 연산 증폭기를 사용하고 깊은 로컬 OOS가 적용되는 OK 및 OB가 있는 캐스케이드만의 전압 증폭기에 사용함으로써 UMZCH BB는 일반 모드 이전에도 높은 선형성을 특징으로 합니다. OOS가 적용됩니다. 1985년 최초의 고충실도 증폭기에서는 그때까지 측정 기술에만 사용되었던 솔루션이 사용되었습니다. DC 모드는 별도의 서비스 장치에서 지원되어 인터페이스 왜곡 수준, 접점 그룹의 전이 저항을 줄입니다. AC 스위칭 릴레이는 일반적인 네거티브 피드백으로 보호되며 특수 장치는 이러한 왜곡에 대한 스피커 케이블 저항의 영향을 효과적으로 보상합니다. 전통은 UMZCH BB-2010에서 유지되었지만 일반 OOS는 출력 저역 통과 필터의 저항도 포함합니다.
전문가와 아마추어 모두 다른 UMZCH 설계의 대부분에는 이러한 솔루션 중 상당수가 아직 누락되어 있습니다. 동시에 UMZCH BB의 높은 기술적 특성과 오디오 애호가의 장점은 간단한 회로 솔루션과 최소한의 활성 요소를 통해 달성됩니다. 실제로 이것은 비교적 간단한 증폭기입니다. 하나의 채널은 며칠 안에 서두르지 않고 조립할 수 있으며 설정에는 출력 트랜지스터에 필요한 대기 전류만 설정하면 됩니다. 특히 초보 무선 아마추어를 위해 노드별, 캐스케이드 테스트 및 조정 방법이 개발되었으며, 이를 사용하여 UMZCH가 완전히 조립되기 전에도 가능한 오류의 위치를 파악하고 가능한 결과를 방지할 수 있습니다. 이 앰프나 유사한 앰프에 관해 가능한 모든 질문에 대한 자세한 설명이 문서와 인터넷에 나와 있습니다.
증폭기의 입력에는 차단 주파수가 1.6Hz인 고역 통과 필터 R1C1이 있습니다(그림 1). 그러나 모드 안정화 장치의 효율성 덕분에 증폭기는 최대 400mV의 DC 구성 요소 전압을 포함하는 입력 신호로 작동할 수 있습니다. 따라서 C1은 제외되어 오디오 애호가들의 영원한 꿈인 커패시터 ©가 없는 경로를 실현하고 앰프의 사운드를 크게 향상시킵니다.
입력 저역 통과 필터 R2C2의 커패시터 C2의 커패시턴스는 프리 앰프 500 Ohm -1 kOhm의 출력 저항을 고려하여 입력 저역 통과 필터의 차단 주파수가 120에서 120 사이의 범위에 있도록 선택됩니다. 200kHz. 연산 증폭기 DA1의 입력에는 UMZCH의 출력 측에서 OOS 회로를 통해 들어오는 처리된 고조파 및 간섭의 대역을 -3dB 레벨에서 215kHz 대역으로 제한하는 주파수 보정 회로 R3R5C3이 있습니다. 앰프의 안정성을 높여줍니다. 이 회로를 사용하면 회로의 차단 주파수보다 높은 차동 신호를 줄여 고주파 간섭 신호, 간섭 및 고조파로 인한 전압 증폭기의 불필요한 과부하를 제거하고 동적 상호 변조 왜곡(TIM, DIM)의 가능성을 제거할 수 있습니다.
다음으로 신호는 DA1 입력에 전계 효과 트랜지스터가 있는 저잡음 연산 증폭기의 입력으로 공급됩니다. UMZCH BB에 대한 많은 "주장"은 입력에서 연산 증폭기 사용과 관련하여 반대자들에 의해 제기되는데, 이는 아마도 음질을 악화시키고 사운드의 "가상 깊이를 훔치는" 것입니다. 이와 관련하여 UMZCH VV에서 연산 증폭기 작동의 몇 가지 명백한 특징에 주의를 기울일 필요가 있습니다.
프리앰프의 연산 증폭기, 포스트 DAC 연산 증폭기는 수 볼트의 출력 전압을 발생시켜야 합니다. 연산 증폭기의 이득은 작고 20kHz에서 500~2,000배 범위이므로 이는 LF에서 수백 마이크로볼트에서 20kHz에서 수 밀리볼트까지 상대적으로 높은 전압 차 신호로 작동하며 다음과 같은 확률이 높다는 것을 나타냅니다. 연산 증폭기의 입력단에서 상호 변조 왜곡이 발생합니다. 이러한 연산 증폭기의 출력 전압은 일반적으로 OE가 있는 회로에 따라 수행되는 마지막 전압 증폭 단계의 출력 전압과 동일합니다. 수 볼트의 출력 전압은 이 단계가 상당히 큰 입력 및 출력 전압으로 작동하고 결과적으로 증폭된 신호에 왜곡이 발생한다는 것을 나타냅니다. 연산 증폭기는 병렬 연결된 OOS 및 부하 회로의 저항에 의해 로드되며 때로는 수 킬로옴에 달하며 증폭기의 출력 리피터에서 최대 수 밀리암페어의 출력 전류가 필요합니다. 따라서 출력 단계가 2mA 이하의 전류를 소비하는 IC의 출력 리피터 전류 변화는 상당히 중요하며 이는 또한 증폭된 신호에 왜곡이 발생함을 나타냅니다. 입력단, 전압 증폭단, 연산 증폭기 출력단에서 왜곡이 발생할 수 있음을 알 수 있습니다.
그러나 고충실도 증폭기의 회로 설계는 전압 증폭기의 트랜지스터 부분의 높은 이득과 입력 저항으로 인해 연산 증폭기 DA1에 매우 부드러운 작동 조건을 제공합니다. 스스로 판단하십시오. 50V의 공칭 출력 전압을 개발한 UMZCH에서도 연산 증폭기의 입력 차동단은 500Hz 주파수에서 12μV 전압, 20kHz 주파수에서 500μV 전압의 차동 신호로 작동합니다. 전계 효과 트랜지스터에서 생성된 차동 스테이지의 높은 입력 과부하 용량과 차동 신호의 부족한 전압 비율은 신호 증폭의 높은 선형성을 보장합니다. 연산 증폭기의 출력 전압은 300mV를 초과하지 않습니다. 이는 연산 증폭기의 공통 이미 터가있는 전압 증폭 단계의 낮은 입력 전압 (최대 60μV)과 선형 작동 모드를 나타냅니다. 연산 증폭기의 출력단은 VT2 베이스 측에서 약 100kOhm의 부하에 3μA 이하의 교류 전류를 공급합니다. 결과적으로 연산 증폭기의 출력단도 거의 유휴 상태인 매우 가벼운 모드로 작동합니다. 실제 음악 신호에서 전압과 전류는 대부분 주어진 값보다 작은 크기입니다.
차동 신호와 출력 신호의 전압 및 부하 전류를 비교하면 일반적으로 UMZCH BB의 연산 증폭기는 연산 증폭기보다 수백 배 더 가볍고 선형 모드에서 작동한다는 것이 분명합니다. 환경 보호 수준이 높거나 전혀 없는 UMZCH의 소스 신호 역할을 하는 CD 플레이어의 프리앰프 및 DAC 이후 연산 증폭기의 앰프 모드입니다. 결과적으로 동일한 연산 증폭기는 단일 연결보다 UMZCH BB에서 훨씬 적은 왜곡을 발생시킵니다.
때때로 캐스케이드에 의해 발생하는 왜곡이 입력 신호의 전압에 따라 모호하게 좌우된다는 의견이 있습니다. 이것은 실수입니다. 입력 신호의 전압에 대한 계단식 비선형성 발현의 의존성은 하나 또는 다른 법칙을 따를 수 있지만 항상 명확합니다. 이 전압의 증가는 도입된 왜곡의 감소로 이어지지 않고 증가로만 이어집니다.
특정 주파수에서 왜곡 제품의 수준은 이 주파수에 대한 음의 피드백 깊이에 비례하여 감소하는 것으로 알려져 있습니다. 증폭기가 OOS에 도달하기 전 저주파에서의 개방 회로 이득은 입력 신호가 작기 때문에 측정할 수 없습니다. 계산에 따르면 네거티브 피드백을 커버하기 위해 개발된 개방 회로 이득을 통해 최대 500Hz의 주파수에서 104dB의 네거티브 피드백 깊이를 달성할 수 있습니다. 10kHz부터 시작하는 주파수에 대한 측정은 10kHz 주파수의 OOS 깊이가 20kHz - 72dB의 주파수, 50kHz - 62dB의 주파수 및 40dB의 주파수 - 200dB에서 80dB에 도달함을 보여줍니다. kHz. 그림 2는 UMZCH VV-2010과 비교를 위해 복잡성이 유사한 UMZCH Leonid Zuev의 진폭-주파수 특성을 보여줍니다.
OOS 커버리지까지의 높은 게인은 BB 앰프 회로 설계의 주요 특징입니다. 모든 회로 트릭의 목표는 가능한 가장 넓은 주파수 대역에서 깊은 OOS를 유지하기 위해 높은 선형성과 높은 이득을 달성하는 것이므로, 이는 이러한 구조가 증폭기 매개변수를 개선하기 위한 유일한 회로 방법임을 의미합니다. 왜곡을 더욱 줄이는 것은 입력 회로, 특히 이득이 최대인 반전 입력 회로에서 출력단의 고조파 간섭을 줄이기 위한 설계 조치를 통해서만 달성할 수 있습니다.
UMZCH BB 회로의 또 다른 특징은 전압 증폭기 출력단의 전류 제어입니다. 입력 연산 증폭기는 OK와 OB로 만들어진 전압-전류 변환 단계를 제어하고 결과 전류는 OB로 회로에 따라 만들어진 단계의 대기 전류에서 차감됩니다.
직렬 전원을 사용하는 서로 다른 구조의 트랜지스터의 차동 스테이지 VT1, VT2에서 저항이 1kOhm인 선형화 저항 R17을 사용하면 연산 증폭기 DA1의 출력 전압을 컬렉터 전류 VT2로 변환하는 선형성이 다음과 같이 증가합니다. 40dB 깊이의 로컬 피드백 루프를 생성합니다. 이는 이미터 자체 저항 VT1, VT2(각각 약 5Ω)의 합을 저항 R17과 비교하거나 열 전압 VT1, VT2(약 50mV)의 합을 저항 R17 양단의 전압 강하와 비교하여 알 수 있습니다. 5.2~5.6V.
고려 중인 회로 설계를 사용하여 제작된 증폭기의 경우 주파수 10년당 40dB의 급격한 이득 감소가 13~16kHz의 주파수 이상에서 관찰됩니다. 20kHz 이상의 주파수에서 왜곡의 결과인 오류 신호는 유용한 오디오 신호보다 2~3배 정도 작습니다. 이를 통해 해당 주파수에서 과도한 차동 스테이지 VT1, VT2의 선형성을 UN의 트랜지스터 부분의 이득을 증가시키는 것으로 변환할 수 있습니다. 약한 신호를 증폭할 때 차동 캐스케이드 VT1, VT2 전류의 사소한 변화로 인해 로컬 피드백 깊이 감소에 따른 선형성은 크게 저하되지 않지만 작동 모드에서 연산 증폭기 DA1의 작동은 이 주파수에서 전체 증폭기의 선형성은 의존하며 이득 마진을 더 쉽게 만들 것입니다. 왜냐하면 모든 전압, 연산 증폭기의 왜곡을 결정하는 왜곡은 차 신호에서 시작하여 출력 신호까지의 이득에 비례하여 감소하기 때문입니다. 주어진 주파수에서 이득을 얻습니다.
위상 리드 보정 회로 R18C13 및 R19C16은 시뮬레이터에서 최적화되어 연산 증폭기 차동 전압을 수 메가헤르츠의 주파수로 줄였습니다. 수백 킬로헤르츠 정도의 주파수에서 UMZCH VV-2008에 비해 UMZCH VV-2010의 이득을 높이는 것이 가능했습니다. 이득의 이득은 200kHz에서 4dB, 300kHz에서 6, 500kHz에서 8.6, 800kHz에서 10.5dB, 1MHz에서 11dB, 2MHz보다 높은 주파수에서는 10~12dB였습니다. 이는 그림 3의 시뮬레이션 결과에서 알 수 있습니다. 여기서 아래쪽 곡선은 UMZCH VV-2008의 고급 보정 회로의 주파수 응답을 나타내고 위쪽 곡선은 UMZCH VV-2010을 나타냅니다.
VD7은 UMZCH의 출력 신호를 전압으로 제한하는 모드에서 재충전 전류 C13, C16의 흐름으로 인해 발생하는 역전압과 연산 출력에서 높은 변화율로 발생하는 최대 전압으로부터 이미터 접합 VT1을 보호합니다. -amp DA1.
전압 증폭기의 출력단은 공통 기본 회로에 따라 연결된 트랜지스터 VT3으로 구성되어 캐스케이드 출력 회로의 신호가 입력 회로로 침투하는 것을 제거하고 안정성을 높입니다. 트랜지스터 VT5의 전류 생성기와 출력단의 입력 저항에 로드된 OB 스테이지는 최대 13,000~15,000배의 높은 안정적인 이득을 제공합니다. 저항 R24의 저항을 저항 R26의 저항의 절반으로 선택하면 대기 전류 VT1, VT2 및 VT3, VT5의 동일성이 보장됩니다. R24, R26은 초기 효과(콜렉터 전압에 따른 p21e의 변화)를 감소시키고 증폭기의 초기 선형성을 각각 40dB 및 46dB 증가시키는 로컬 피드백을 제공합니다. 출력 단계의 전압보다 모듈로 15V 더 높은 별도의 전압으로 UN에 전원을 공급하면 트랜지스터 VT3, VT5의 준포화 효과를 제거할 수 있습니다. 이는 컬렉터 베이스에서 p21e의 감소로 나타납니다. 전압은 7V 미만으로 감소합니다.
3단 출력 리피터는 바이폴라 트랜지스터로 조립되어 있어 특별한 설명은 필요하지 않습니다. 출력 트랜지스터의 대기 전류를 줄여 엔트로피와 싸우려고 하지 마십시오. 250mA 이상이어야 합니다. 저자 버전 - 320mA.
활성화 릴레이 AC K1이 활성화되기 전에 증폭기는 분배기 R6R4를 켜서 실현되는 OOS1로 보호됩니다. 저항 R6을 유지하는 정확성과 다양한 채널에서 이러한 저항의 일관성은 필수적인 것은 아니지만 증폭기의 안정성을 유지하려면 저항 R6이 저항 R8과 R70의 합보다 훨씬 낮지 않은 것이 중요합니다. 릴레이 K1이 트리거되면 OOS1이 꺼지고 R8R70C44 및 R4로 구성되고 접점 그룹 K1.1을 포함하는 OOS2 회로가 작동됩니다. 여기서 R70C44는 주파수의 OOS 회로에서 출력 저역 통과 필터 R71L1 R72C47을 제외합니다. 33kHz 이상. 주파수 종속 OOS R7C10은 -3dB 레벨의 800kHz 주파수에서 출력 저역 통과 필터에 대한 UMZCH의 주파수 응답에서 롤오프를 형성하고 이 주파수 위의 OOS 깊이에 마진을 제공합니다. -3dB 레벨에서 280kHz 이상의 주파수를 초과하는 AC 단자의 주파수 응답 감소는 R7C10과 출력 저역 통과 필터 R71L1 -R72C47의 결합된 작용으로 보장됩니다.
라우드스피커의 공진 특성은 감쇠된 사운드 진동의 디퓨저에 의한 방출, 펄스 동작 후의 배음 및 라우드스피커 코일의 회전이 자기 시스템의 간격에서 자기장 선을 교차할 때 자체 전압의 생성으로 이어집니다. 감쇠 계수는 디퓨저 진동의 진폭이 얼마나 큰지, AC 부하가 UMZCH의 전체 임피던스에 대한 발생기로 적용될 때 얼마나 빨리 감쇠되는지를 보여줍니다. 이 계수는 UMZCH의 출력 저항, AC 스위칭 릴레이의 접점 그룹의 전이 저항, 일반적으로 와이어로 감겨 있는 출력 저역 통과 필터 인덕터의 저항의 합에 대한 AC 저항의 비율과 같습니다. 직경이 충분하지 않은 경우 AC 케이블 단자의 전이 저항과 AC 케이블 자체의 저항이 발생합니다.
게다가 스피커 시스템의 임피던스는 비선형적입니다. AC 케이블의 도체를 통한 왜곡된 전류의 흐름은 고조파 왜곡의 비율이 큰 전압 강하를 생성하며, 이는 또한 증폭기의 왜곡되지 않은 출력 전압에서 차감됩니다. 따라서 AC 단자의 신호는 UMZCH 출력보다 훨씬 더 많이 왜곡됩니다. 이는 소위 인터페이스 왜곡입니다.
이러한 왜곡을 줄이기 위해 증폭기 출력 임피던스의 모든 구성 요소에 대한 보상이 적용됩니다. UMZCH의 자체 출력 저항은 릴레이 접점의 천이 저항 및 출력 저역 통과 필터의 인덕터 와이어 저항과 함께 L1의 오른쪽 단자에서 가져온 깊은 일반 네거티브 피드백의 작용으로 감소됩니다. 또한 R70의 오른쪽 단자를 "핫" AC 단자에 연결하면 위상 변이로 인해 UMZCH가 발생할 염려 없이 AC 케이블 클램프의 천이 저항과 AC 와이어 중 하나의 저항을 쉽게 보상할 수 있습니다. OOS가 적용되는 전선에서.
AC 와이어 저항 보상 장치는 연산 증폭기 DA2, R10, C4, R11 및 R9에서 Ky = -2인 반전 증폭기 형태로 만들어집니다. 이 증폭기의 입력 전압은 "콜드"("접지") 스피커 와이어의 전압 강하입니다. 저항은 AC 케이블의 "핫" 와이어 저항과 동일하므로 두 와이어의 저항을 보상하려면 "콜드" 와이어의 전압을 두 배로 늘리고 이를 반전시킨 다음 저항 R9를 통해 OOS 회로의 저항 R8과 R70의 합과 동일한 저항을 연산 증폭기 DA1의 반전 입력에 적용합니다. 그러면 UMZCH의 출력 전압은 스피커 와이어의 전압 강하의 합만큼 증가합니다. 이는 감쇠 계수에 대한 저항의 영향과 스피커 터미널의 인터페이스 왜곡 수준을 제거하는 것과 같습니다. 라우드스피커 역기전력의 비선형 구성요소의 AC 와이어 저항 감소에 대한 보상은 오디오 범위의 낮은 주파수에서 특히 필요합니다. 트위터의 신호 전압은 직렬로 연결된 저항기와 커패시터에 의해 제한됩니다. 이들의 복잡한 저항은 스피커 케이블 와이어의 저항보다 훨씬 크기 때문에 HF에서 이 저항을 보상하는 것은 의미가 없습니다. 이를 기반으로 적분 회로 R11C4는 보상기의 작동 주파수 대역을 22kHz로 제한합니다.
특히 주의할 점은 AC 케이블의 "핫" 와이어 저항은 R70의 오른쪽 단자를 특수 와이어로 "핫" AC 단자에 연결하여 일반 OOS를 덮어 보상할 수 있다는 것입니다. 이 경우 "콜드" AC 와이어의 저항만 보상하면 되며 와이어 저항 보상기의 이득은 저항 R10의 저항을 저항의 저항과 동일하게 선택하여 Ku = -1 값으로 줄여야 합니다. R11.
전류 보호 장치는 부하 단락 시 출력 트랜지스터의 손상을 방지합니다. 전류 센서는 저항 R53 - R56 및 R57 - R60으로 충분합니다. 이들 저항기를 통과하는 증폭기 출력 전류의 흐름은 분배기 R41R42에 적용되는 전압 강하를 생성합니다. 임계 값보다 큰 값을 갖는 전압은 트랜지스터 VT10을 열고 콜렉터 전류는 트리거 셀 VT8VT9의 VT8을 엽니다. 이 셀은 트랜지스터가 열린 상태에서 안정 상태에 들어가고 HL1VD8 회로를 바이패스하여 제너 다이오드를 통과하는 전류를 0으로 줄이고 VT3을 잠급니다. VT3 베이스에서 작은 전류로 C21을 방전하는 데 몇 밀리초가 걸릴 수 있습니다. 트리거 셀이 트리거된 후 HL1 LED의 전압에 의해 1.6V로 충전된 C23의 하부 플레이트의 전압은 양극 전원 공급 버스에서 -7.2V 레벨에서 -1.2V 1 레벨로 증가합니다. , 이 커패시터의 상부 플레이트의 전압도 5V에서 증가합니다. C21은 저항 R30 ~ C23을 통해 빠르게 방전되고 트랜지스터 VT3은 꺼집니다. 그 동안 VT6이 열리고 R33을 통해 R36이 VT7을 엽니다. VT7은 제너 다이오드 VD9를 우회하고 R31을 통해 커패시터 C22를 방전하고 트랜지스터 VT5를 끕니다. 바이어스 전압을 받지 않으면 출력단 트랜지스터도 꺼집니다.
트리거의 초기 상태를 복원하고 UMZCH를 켜는 작업은 SA1 "보호 재설정" 버튼을 눌러 수행됩니다. C27은 VT9의 콜렉터 전류에 의해 충전되고 VT8의 기본 회로를 바이패스하여 트리거 셀을 잠급니다. 이 순간 비상 상황이 제거되고 VT10이 잠기면 셀은 트랜지스터가 안정적으로 닫힌 상태가 됩니다. VT6, VT7이 닫히고 기준 전압이 베이스 VT3, VT5에 공급되고 증폭기가 작동 모드로 들어갑니다. UMZCH 부하의 단락이 계속되면 커패시터 C27이 SA1에 연결되어 있어도 보호가 다시 트리거됩니다. 보호 기능이 매우 효과적으로 작동하여 보정 설정 작업 중에 비반전 입력을 터치하여 작은 납땜 연결을 위해 증폭기의 전원이 여러 번 차단되었습니다. 결과적인 자기 여기로 인해 출력 트랜지스터의 전류가 증가하고 보호 기능으로 인해 증폭기가 꺼졌습니다. 이 조잡한 방법은 일반적인 규칙으로 제안할 수는 없지만 전류 보호로 인해 출력 트랜지스터에 아무런 해를 끼치지 않았습니다.
AC 케이블 저항 보상기의 작동.
UMZCH BB-2008 보상기의 효율성은 보상 와이어와 증폭기의 공통 와이어 사이에서 보상기 입력을 전환하여 오래된 오디오파일 방법을 사용하여 귀로 테스트되었습니다. 사운드 개선은 눈에 띄게 눈에 띄었고 미래 소유자는 앰프를 갖고 싶어했기 때문에 보상기의 영향에 대한 측정은 수행되지 않았습니다. "케이블 클리닝" 회로의 장점은 너무나 명백하여 개발된 모든 앰프에 "보상기 + 적분기" 구성이 표준 설치 장치로 채택되었습니다.
케이블 저항 보상의 유용성/무용성에 관해 인터넷에서 얼마나 불필요한 논쟁이 벌어지고 있는지는 놀랍습니다. 늘 그렇듯이, 특히 비선형 신호 청취를 고집하는 사람들은 매우 간단한 케이블 청소 방식이 복잡하고 이해하기 어려워 보였고, 비용이 엄청나며, 설치에 노동 집약적이었습니다 ©. 앰프 자체에 너무 많은 돈이 소비되기 때문에 신성한 것을 간과하는 것은 죄악이지만 모든 문명인류가 따르는 가장 훌륭하고 화려한 길을 택하고... 정상적인 인간 ©을 구입해야 한다는 제안도 있었습니다. 귀금속으로 만든 초고가 케이블. 놀랍게도 이 장치를 증폭기에서 성공적으로 사용하는 전문가를 포함하여 가정에서 보상 장치의 쓸모가 없다는 존경받는 전문가의 진술을 통해 불에 연료가 추가되었습니다. 많은 동료 라디오 아마추어들이 보상기를 포함하여 저음역과 중음역의 음질이 향상되었다는 보고를 불신하고 UMZCH의 성능을 향상시키는 이러한 간단한 방법을 피하려고 최선을 다하여 스스로를 강탈했다는 것은 매우 불행한 일입니다.
진실을 문서화하기 위한 연구는 거의 이루어지지 않았습니다. GZ-118 발생기에서 AC 공진 주파수 영역의 UMZCH BB-2010에 여러 주파수가 공급되었고 전압은 오실로스코프 S1-117로 제어되었으며 AC 단자의 Kr은 다음과 같이 측정되었습니다. INI S6-8, 그림 4. 
제어선과 공통선 사이를 전환할 때 보상기 입력에 대한 간섭을 피하기 위해 저항 R1이 설치됩니다. 실험에는 길이 3m, 코어 단면적 6㎡의 일반적이고 공개적으로 사용 가능한 AC 케이블이 사용되었습니다. mm, Acoustic Kingdom의 주파수 범위 25~22,000Hz, 공칭 임피던스 8Ω, 공칭 전력 90W의 GIGA FS Il 스피커 시스템도 있습니다.
불행하게도 C6-8의 고조파 신호 증폭기 회로 설계에는 OOS 회로에 고용량 산화물 커패시터를 사용하는 것이 포함됩니다. 이로 인해 이러한 커패시터의 저주파 노이즈가 장치의 저주파 분해능에 영향을 미치고 저주파 분해능이 저하됩니다. C6-8에서 직접 GZ-118의 25Hz 주파수로 Kr 신호를 측정할 때 계측기 판독값은 0.02% 값 주위에서 춤을 춥니다. 보상기의 효율을 측정하는 경우 GZ-118 생성기의 노치 필터를 사용하여 이 제한을 우회하는 것은 불가능합니다. 2T 필터의 튜닝 주파수에 대한 여러 이산 값은 저주파에서 20.60, 120, 200Hz로 제한되며 관심 있는 주파수에서 Kr을 측정하는 것을 허용하지 않습니다. 따라서 마지못해 0.02% 수준을 기준점인 0으로 받아들였다.
8Ω 부하에서 0.56W의 출력 전력에 해당하는 3Vamp의 AC 단자 전압을 갖는 20Hz의 주파수에서 Kr은 보상기가 켜진 상태에서는 0.02%, 꺼진 상태에서는 0.06%였습니다. 6.25W의 출력 전력에 해당하는 10V ampl의 전압에서 Kr 값은 각각 0.02% 및 0.08%이고, 20V ampl의 전압 및 25W의 전력 - 0.016% 및 0.11%입니다. 30In 진폭 및 전력 56W - 0.02% 및 0.13%의 전압에서.
전력에 관한 각인의 의미에 대한 수입 장비 제조업체의 여유로운 태도를 알고, 서구 표준을 채택한 후 30W 서브우퍼 전력을 갖춘 35AC-1 스피커 시스템을 S-90으로 변환한 기적적인 일을 기억합니다. , 56W 이상의 장기 전력이 AC에 공급되지 않았습니다.
25W 전력에서 25Hz 주파수에서 Kr은 보상 장치 켜짐/꺼짐 상태에서 0.02% 및 0.12%였고, 56W 전력에서는 0.02% 및 0.15%였습니다.
동시에 출력 저역 통과 필터를 일반 OOS로 덮는 것의 필요성과 효율성이 테스트되었습니다. 56W의 전력으로 25Hz의 주파수에서 출력 RL-RC 저역 통과 필터의 AC 케이블 와이어 중 하나에 직렬로 연결되며 보상기가 켜진 상태에서 초선형 UMZCH, Kr에 설치된 것과 유사합니다. 오프는 0.18%에 이른다. 56W Kr 0.02% 및 0.06%의 전력에서 30Hz의 주파수에서 보상 장치가 켜짐/꺼짐 상태입니다. 56W Kr 0.02% 및 0.04%의 전력에서 35Hz의 주파수에서 보상 장치가 켜져/꺼져 있습니다. 56W 전력, 40Hz 및 90Hz 주파수에서 Kr은 보상 장치 켜짐/꺼짐 상태에서 0.02% 및 0.04%이고, 60Hz 주파수에서는 -0.02% 및 0.06%입니다.
결론은 분명하다. AC 단자에서 비선형 신호 왜곡이 관찰됩니다. 비교적 얇은 70cm 와이어를 포함하는 저역 통과 필터의 OOS 저항에 의해 커버되지 않고 보상되지 않은 단자를 통해 연결될 때 AC 단자의 신호 선형성 저하가 명확하게 감지됩니다. AC에 공급되는 전력에 대한 왜곡 수준의 의존성은 신호 전력과 AC 우퍼의 정격 전력의 비율에 따라 달라진다는 것을 의미합니다. 왜곡은 공진 주파수 근처에서 가장 두드러집니다. 오디오 신호의 영향으로 스피커에서 생성된 역기전력은 UMZCH의 출력 저항과 AC 케이블 전선의 저항의 합으로 분류되므로 AC 단자의 왜곡 수준은 UMZCH의 왜곡 수준에 직접적으로 좌우됩니다. 이 전선의 저항과 증폭기의 출력 저항.
제대로 감쇠되지 않은 저주파 스피커의 콘 자체는 배음을 방출하며, 또한 이 스피커는 중주파수 스피커가 재생하는 비선형 및 상호 변조 왜곡 제품의 넓은 꼬리를 생성합니다. 이는 중간 주파수에서의 사운드 저하를 설명합니다.
INI의 불완전성으로 인해 채택된 0.02%의 제로 Kr 레벨 가정에도 불구하고 AC 단자의 신호 왜곡에 대한 케이블 저항 보상기의 영향은 분명하고 모호하지 않게 나타납니다. 음악 신호에 대한 보상 장치의 작동을 듣고 얻은 결론과 악기 측정 결과 사이에는 완전한 일치가 있다고 말할 수 있습니다.
케이블 클리너를 켰을 때 명확하게 들리는 개선은 AC 단자에서 왜곡이 사라지면서 미드레인지 스피커에서 더 이상 먼지가 발생하지 않는다는 사실로 설명할 수 있습니다. 따라서 소위 2케이블 스피커 회로인 중주파 스피커에 의한 왜곡 재생을 줄이거 나 제거하는 것으로 보입니다. LF와 MF-HF 섹션을 서로 다른 케이블로 연결하는 '바이와이어링(Bi-wiring)'은 단일 케이블 회로에 비해 사운드에 이점이 있습니다. 그러나 2케이블 회로에서는 AC 저주파 부분 단자의 왜곡된 신호가 어디에서도 사라지지 않기 때문에 이 회로는 저주파수 부분의 자유 진동 감쇠 계수 측면에서 보상기가 있는 버전보다 열등합니다. 주파수 확성기 콘.
물리학을 속일 수는 없으며 괜찮은 사운드를 위해서는 활성 부하가 있는 앰프 출력에서 뛰어난 성능을 얻는 것만으로는 충분하지 않지만 신호를 스피커 터미널에 전달한 후에도 선형성을 잃지 않아야 합니다. 좋은 증폭기의 일부로서 어떤 방식으로든 만들어진 보상기는 절대적으로 필요합니다.
적분기.
DA3 통합자의 효율성과 오류 감소 기능도 테스트되었습니다. 연산 증폭기 TL071이 있는 UMZCH BB에서 출력 DC 전압은 6~9mV 범위에 있으며 비반전 입력 회로에 추가 저항을 포함하여 이 전압을 줄이는 것은 불가능했습니다.
주파수 종속 회로 R16R13C5C6을 통한 깊은 피드백 범위로 인해 DC 입력이 있는 연산 증폭기의 특징인 저주파 잡음의 효과는 수 밀리볼트의 출력 전압 불안정의 형태로 나타납니다. 재생 불가능한 스피커에서 1Hz 미만의 주파수에서 정격 출력 전력에서 출력 전압에 대해 -60dB입니다.
인터넷에서는 보호 다이오드 VD1...VD4의 낮은 저항에 대해 언급했는데, 이는 분배기(R16+R13)/R VD2|VD4의 형성으로 인해 적분기 작동에 오류가 발생하는 것으로 추정됩니다. . . 보호 다이오드의 역저항을 확인하기 위해 그림 1과 같은 회로를 조립했습니다. 6. 여기서 반전 증폭기 회로에 따라 연결된 연산 증폭기 DA1은 R2를 통해 OOS로 덮여 있으며, 출력 전압은 테스트된 다이오드 VD2 회로의 전류와 계수 1mV/의 보호 저항 R2에 비례합니다. nA 및 회로 R2VD2의 저항 - 계수는 1mV/15GOhm입니다. 다이오드의 누설 전류 측정 결과에서 연산 증폭기-바이어스 전압 및 입력 전류의 가산 오차의 영향을 배제하려면 연산 증폭기 출력의 고유 전압 간의 차이만 계산하면 됩니다. , 다이오드를 테스트하지 않고 측정한 값과 설치 후 연산 증폭기 출력의 전압을 측정합니다. 실제로 연산 증폭기 출력 전압의 수 밀리볼트 차이는 15V의 역 전압에서 10~15기가옴 정도의 다이오드 역 저항 값을 제공합니다. 분명히 누설 전류는 전압이 증가함에 따라 증가하지 않습니다. 다이오드는 연산 증폭기 적분기와 보상기의 전압 차의 특성인 수 밀리볼트 수준으로 감소합니다.
그러나 유리 케이스에 배치된 다이오드의 광전 효과 특성은 실제로 UMZCH의 출력 전압에 상당한 변화를 가져옵니다. 20cm 거리에서 60W 백열등으로 조명하면 UMZCH 출력의 정전압이 20...3OmV로 증가했습니다. 비슷한 수준의 조명이 증폭기 케이스 내부에서 관찰될 가능성은 거의 없지만 이러한 다이오드에 적용된 페인트 한 방울은 조명에 대한 UMZCH 모드의 의존성을 제거했습니다. 시뮬레이션 결과에 따르면 UMZCH의 주파수 응답 감소는 1밀리헤르츠 주파수에서도 관찰되지 않습니다. 그러나 시정수 R16R13C5C6을 줄여서는 안 됩니다. 적분기와 보상기의 출력에서 교류 전압의 위상은 반대이며 커패시터의 커패시턴스 또는 적분기 저항의 저항이 감소하면 출력 전압이 증가하면 저항 보상이 악화될 수 있습니다. 스피커 케이블.
앰프의 소리 비교. 조립된 앰프의 사운드를 산업적으로 생산된 여러 외국 앰프의 사운드와 비교했습니다. 소스는 Cambridge Audio CD 플레이어였으며, Radiotekhnika UP-001 프리앰프는 최종 UMZCH의 사운드 레벨을 구동하고 조정하는 데 사용되었으며 Sugden A21a 및 NAD C352는 표준 조정 컨트롤을 사용했습니다.
가장 먼저 테스트된 제품은 25W의 출력 전력으로 클래스 A에서 작동하는 전설적이고 충격적이며 값비싼 영어 UMZCH "Sugden A21a"였습니다. 주목할만한 점은 VX에 대한 첨부 문서에서 영국인은 비선형 왜곡 수준을 표시하지 않는 것이 더 낫다고 생각했다는 것입니다. 왜곡의 문제가 아니라 영성의 문제라고 하더군요. "Sugden A21a>"는 레벨과 선명도, 자신감, 저주파에서의 고상한 사운드 모두에서 비슷한 출력을 제공하는 UMZCH BB-2010에 패했습니다. 회로 설계의 특징을 고려하면 이는 놀라운 일이 아닙니다. 동일한 구조의 트랜지스터에 있는 2단 준대칭 출력 팔로워는 상대적으로 높은 출력 저항을 가진 지난 세기 70년대의 회로 설계에 따라 조립되었으며 출력에 연결된 전해 커패시터로 인해 전체 출력 저항이 더욱 증가합니다. 이는 후자의 솔루션 자체가 저주파수 및 중간 주파수에서 모든 앰프의 사운드를 악화시킵니다. 중간 및 고주파수에서 UMZCH BB는 가수와 악기가 소리에 의해 명확하게 위치화될 수 있을 때 더 높은 디테일, 투명성 및 탁월한 장면 정교성을 보여주었습니다. 그런데 객관적인 측정 데이터와 소리에 대한 주관적인 느낌의 상관 관계에 대해 말하면 Sugden의 경쟁사 저널 기사 중 하나에서 Kr은 10kHz 주파수에서 0.03% 수준으로 결정되었습니다.
다음 제품도 영국 앰프 NAD C352였습니다. 일반적인 인상은 동일했습니다. 저주파에서 영국인의 뚜렷한 "버킷"소리는 그에게 기회를 주지 않았고 UMZCH BB의 작업은 완벽한 것으로 인식되었습니다. 빽빽한 수풀과 양털, 탈지면이 연상되는 소리를 내던 나다(NADA)와 달리 BB-2010의 중고역 사운드는 일반 합창단 연주자들의 목소리와 오케스트라 악기들의 목소리를 또렷하게 구분할 수 있게 해준다. NAD C352의 작업은 더 큰 소리를 내는 연주자, 더 큰 소리를 내는 악기의 더 나은 청취 효과를 명확하게 표현했습니다. 앰프 소유자가 직접 말했듯이 UMZCH BB의 사운드에서 보컬리스트는 서로 "비명을 지르고 고개를 끄덕이지" 않았고 바이올린은 사운드 파워에서 기타 또는 트럼펫과 싸우지 않았지만 모든 악기는 멜로디의 전체적인 사운드 이미지에서 평화롭고 조화롭게 "친구"입니다. 상상력이 풍부한 오디오 애호가들에 따르면 고주파수에서 UMZCH BB-2010은 "가늘고 얇은 브러시로 사운드를 그리는 것처럼" 들립니다. 이러한 효과는 증폭기 간의 상호 변조 왜곡의 차이로 인해 발생할 수 있습니다.
Rotel RB 981 UMZCH의 사운드는 낮은 주파수에서 더 나은 성능을 제외하고 NAD C352의 사운드와 유사했지만 BB-2010 UMZCH는 낮은 주파수에서 AC 제어의 선명도에서 타의 추종을 불허했습니다. 중간 및 고주파수에서 소리의 투명성과 섬세함.
오디오 애호가의 사고 방식을 이해하는 측면에서 가장 흥미로운 점은 이 세 가지 UMZCH보다 우월함에도 불구하고 사운드에 "따뜻함"을 가져와 더 즐겁게 만들고 BB UMZCH가 원활하게 작동한다는 일반적인 의견이었습니다. “소리에 중립적이에요.”
일본 듀얼 CV1460은 누구에게나 가장 분명한 방식으로 전원을 켠 직후 소리가 사라졌고, 우리는 자세히 듣는 데 시간을 낭비하지 않았습니다. Kr은 저전력에서 0.04~0.07% 범위에 있었습니다.
앰프 비교에서 얻은 주요 인상은 주요 기능이 완전히 동일했습니다. UMZCH BB는 사운드 측면에서 무조건적이고 명백하게 앞서 있었습니다. 따라서 추가 테스트는 불필요한 것으로 간주되었습니다. 결국 우정이 승리했고 모두가 원하는 것을 얻었습니다. 따뜻하고 감동적인 사운드(Sugden, NAD 및 Rotel)와 감독이 디스크에 녹음한 내용(UMZCH BB-2010)을 듣는 것입니다.
개인적으로 저는 가볍고 깨끗하며 결점 없고 고귀한 사운드를 제공하는 고성능 UMZCH를 좋아합니다. 숙련된 오디오 애호가인 내 친구의 말에 따르면, 그는 낮은 주파수에서는 드럼 키트의 사운드를 프레스처럼 변형 없이 처리하고, 중간 주파수에서는 없는 것처럼 들리고, 높은 주파수에서는 그림을 그리는 것 같습니다. 얇은 붓으로 내는 소리. 나에게 있어 UMZCH BB의 부담스럽지 않은 사운드는 캐스케이드 작동의 용이성과 관련이 있습니다.
문학
1. 충실도가 높은 Sukhov I. UMZCH. "라디오", 1989, No. 6, pp. 55-57; 7호, 57-61페이지.
2. 마이크로컨트롤러 제어 시스템을 갖춘 현대적인 요소 기반의 Ridiko L. UMZCH BB. "라디오 취미", 2001, No. 5, pp. 52-57; 6호, 50-54면; 2002, 2호, 53-56페이지.
3. 철저한 환경 보호 기능을 갖춘 Ageev S. Superlinear UMZCH "Radio", 1999, No. 10... 12; "라디오", 2000, No. 1; 2; 4…6; 9…11.
4. 주에프. L. 병행 환경 보호 기능을 갖춘 UMZCH. "라디오", 2005, No. 2, p.
5. Zhukovsky V. UMZCH(또는 "UMZCH VV-2008")의 속도가 필요한 이유는 무엇입니까? “라디오 취미”, 2008, No. 1, pp. 55-59; 2호, 49-55페이지.
UMZCH VVS-2011 Ultimate 버전
UMZCH VVS-2011 버전 Viktor Zhukovsky Krasnoarmeysk 계획의 궁극적인 저자
앰프 사양:
1. 큰 힘: 150W/8ohm,
2. 높은 선형성 - 20kHz 100W / 4Ω에서 0,000.2...0,000.3%,
서비스 단위 전체 세트:
1. 일정한 전압을 0으로 유지하고,
2. AC 전선의 저항 보상기,
3. 전류 보호,
4. DC 출력 전압 보호,
5. 부드러운 시작.
UMZCH VVS2011 구성표
인쇄 회로 기판의 레이아웃은 많은 인기 프로젝트 LepekhinV(Vladimir Lepekhin)의 참가자가 수행했습니다. 아주 잘 나왔습니다.)
UMZCH-VVS2011 보드
ULF 증폭기 보드 VVS-2011터널 환기(라디에이터와 평행)를 위해 개발되었습니다. 트랜지스터 UN(전압 증폭기) 및 VK(출력단)의 설치는 다소 어렵습니다. 설치/분해는 직경이 약 6mm인 PP의 구멍을 통해 드라이버를 사용하여 수행해야 합니다. 액세스가 열려 있으면 트랜지스터의 투영이 PP에 속하지 않으므로 훨씬 편리합니다. 보드를 조금 수정해야했습니다.
새 소프트웨어에서는 한 가지 사항도 고려하지 않았습니다.— 앰프 보드에 보호 설정을 하면 편리합니다.
C25 0.1n, R42* 820 Ohm 및 R41 1k 모든 요소는 SMD이며 납땜 측에 위치하므로 설정 시 그다지 편리하지 않습니다. PCB를 스탠드에 고정하고 트랜지스터를 라디에이터에 고정하는 볼트를 여러 번 풀고 조여야 합니다. 권하다: R42* 820은 병렬로 배치된 2개의 SMD 저항기로 구성됩니다. 여기서 제안은 다음과 같습니다. 하나의 SMD 저항기를 즉시 납땜하고, 다른 출력 저항기 오버행을 VT10에 납땜하고, 하나의 출력은 베이스에, 다른 하나는 이미터에 납땜하고, 이를 선택하여 적절한 것. 명확성을 위해 선택하고 출력을 smd로 변경합니다.
UMZCH VVS-2011 Ultimate 버전
앰프 사양:
고성능: 150W/8ohm
높은 선형성: 0.0002 – 0.0003%(20kHz 100W/4Ω에서)
서비스 단위 전체 세트:
제로 정전압 유지
AC 와이어 저항 보상기
현재 보호
출력 DC 전압 보호
부드러운 시작
전기 다이어그램
인쇄 회로 기판의 레이아웃은 많은 인기 프로젝트 LepekhinV(Vladimir Lepekhin)의 참가자가 수행했습니다. 아주 잘 나왔습니다.)
VVS-2011 증폭기 보드
시동 보호 장치
AC 증폭기 보호 보드 VVS-2011
VVS-2011 ULF 증폭기 보드는 터널 환기(라디에이터와 평행)용으로 설계되었습니다. 트랜지스터 UN(전압 증폭기) 및 VK(출력단)의 설치는 다소 어렵습니다. 설치/분해는 직경이 약 6mm인 PP의 구멍을 통해 드라이버를 사용하여 수행해야 합니다. 액세스가 열려 있으면 트랜지스터의 투영이 PP에 속하지 않으므로 훨씬 편리합니다. 보드를 조금 수정해야했습니다.
증폭기 보드
VVS-2011 증폭기 배선 다이어그램
새 PCB에서 제가 고려하지 않은 한 가지는 증폭기 보드에 대한 보호 설정의 용이성입니다.
C25 = 0.1nF, R42* = 820Ω, R41 = 1kΩ. 모든 SMD 요소는 납땜 측면에 위치하므로 설정 시 매우 불편합니다. PCB를 스탠드에 고정하고 트랜지스터를 라디에이터에 고정하는 볼트를 여러 번 풀고 조여야 합니다.
권하다: R42* 820 Ohm은 병렬로 배치된 2개의 SMD 저항기로 구성됩니다. 여기서 제안은 다음과 같습니다. 하나의 SMD 저항기를 즉시 납땜하고, 다른 출력 저항기 오버행을 VT10에 납땜하고, 하나의 출력을 베이스에, 다른 출력을 이미터에 납땜하고, 선택합니다. 적절한 것. 명확성을 위해 이를 선택하고 출력을 SMD로 변경했습니다.
